總的而言本發(fā)明涉及車輛，特別涉及一種電動車輛驅(qū)動系統(tǒng)。

背景技術(shù)：

電動車輛，例如電動汽車，越來越受到人們的青睞。目前電動汽車的驅(qū)動一般采用蓄電池+永磁電機(jī)的模式，控制系統(tǒng)采用開環(huán)/閉環(huán)控制。對于開環(huán)控制而言，車輛(車速)不能精確的跟隨給定，已逐步淘汰。在閉環(huán)控制中，當(dāng)前一般采用速度閉環(huán)控制方式，其采用傳統(tǒng)的pid調(diào)節(jié)器對給定速度與實(shí)際速度的偏差進(jìn)行調(diào)節(jié)，根據(jù)調(diào)整結(jié)果控制逆變器的輸出。這種控制方式，系統(tǒng)響應(yīng)速度慢，調(diào)整過程中易出現(xiàn)超調(diào)，實(shí)際速度圍繞設(shè)定值長時間振動，這樣就造成在車輛提速過程中駕駛者感覺車速不穩(wěn)定。除此之外，目前電動車輛一般采用斬波升壓(boost)的方式對蓄電池的輸出電壓進(jìn)行升壓，這種方式開關(guān)管損耗大，功率因數(shù)低。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

針對現(xiàn)有技術(shù)的缺陷，本發(fā)明提供了一種電動車輛驅(qū)動系統(tǒng)。

一種電動車輛驅(qū)動系統(tǒng)，包括dc/dc變換單元、逆變器、永磁同步電機(jī)、cark變換模塊、park變換模塊、轉(zhuǎn)子位置傳感器、分?jǐn)?shù)階pid調(diào)節(jié)器、電流調(diào)節(jié)器、park逆變換模塊、和脈沖寬度調(diào)制模塊；所述轉(zhuǎn)子位置傳感器的輸入端連接永磁同步電機(jī)的轉(zhuǎn)子參數(shù)輸出端，轉(zhuǎn)子位置傳感器的轉(zhuǎn)子位置輸出端連接park變換模塊的轉(zhuǎn)子位置數(shù)據(jù)輸入端；轉(zhuǎn)子位置傳感器的轉(zhuǎn)子角速度數(shù)據(jù)輸出端連接第一比較器的反向輸入端，第一比較器的正向輸入端與轉(zhuǎn)速給定信號相連；第一比較器的輸出端與分?jǐn)?shù)階pid調(diào)節(jié)器的輸入端連接，分?jǐn)?shù)階pid調(diào)節(jié)器的輸出端連接第二比較器的正向輸入端，第二比較器的反向輸入端與park變換模塊的q軸電流輸出端相連；即d軸電流給定值恒為零，d軸電流給定值與第三比較器的正向輸入端相連，第三比較器的反向輸入端與park變換模塊的d軸電流輸出端相連；第二比較器和第三比較器的輸出端與電流調(diào)節(jié)器相連，電流調(diào)節(jié)器的輸出端通過park逆變換模塊與脈沖寬度調(diào)制模塊相連，脈沖寬度調(diào)制模塊輸出調(diào)制信號至逆變器，逆變器接收dc/dc變換單元的輸出電壓vo，根據(jù)調(diào)制信號打開/關(guān)閉逆變器中的igbt，從而輸出可變頻率的電壓信號至永磁電機(jī)；通過轉(zhuǎn)子位置傳感器采集永磁同步電機(jī)的轉(zhuǎn)子位置θ、實(shí)際轉(zhuǎn)速ωm，通過電流傳感器采集逆變器輸出的其中兩相ia、ib，ia、ib經(jīng)過clark變換和park變換，得到永磁同步電機(jī)在dq軸坐標(biāo)系下的等效電流id和iq；第一比較器將轉(zhuǎn)速給定值與實(shí)際轉(zhuǎn)速ωm進(jìn)行比較，偏差信號經(jīng)過分?jǐn)?shù)階pid調(diào)節(jié)器調(diào)節(jié)，分?jǐn)?shù)階pid調(diào)節(jié)器的輸出值作為q軸的電流給定值d軸電流給定值第二比較器對iq與進(jìn)行比較，第三比較器對id與進(jìn)行比較，第二比較器和第三比較器的比較結(jié)果送入電流調(diào)節(jié)器，通過電流調(diào)節(jié)器調(diào)節(jié)后得到dq軸坐標(biāo)系下的q軸電壓給定值和d軸電壓給定值park逆變換模塊對和進(jìn)行park逆變換后，依次輸出給脈沖寬度調(diào)制模塊和逆變器，從而得到永磁同步電機(jī)的三相輸入電壓，驅(qū)動永磁同步電機(jī)運(yùn)行；所述dc/dc變換單元采用半有源橋dc-dc變換器，由輸入側(cè)和輸出側(cè)構(gòu)成；輸入側(cè)用于將輸入的直流電壓變換為高頻交流方波電壓，通過變壓器將電能從原邊傳遞至副邊；輸出側(cè)用于實(shí)現(xiàn)對變壓器副邊的交流電壓進(jìn)行整形，實(shí)現(xiàn)額定電壓輸出；輸入側(cè)由四個可控開關(guān)管組成全橋電路，輸出側(cè)由兩個可控開關(guān)管和兩個二極管以及輸出電容成，

輸入側(cè)和輸出側(cè)由變壓器連接；所述電流調(diào)節(jié)器用于計算q軸電壓給定值和d軸電壓給定值第二比較器與第三比較器輸出的偏差信號分別送入d軸pi調(diào)節(jié)器與q軸pi調(diào)節(jié)器，d軸pi調(diào)節(jié)器的輸出電壓為ud，q軸pi調(diào)節(jié)器的輸出電壓為uq，ud、uq、vo送入電壓極限環(huán)，得到和通過第四比較器對uq與進(jìn)行比較，得到偏差△uq，△uq經(jīng)比例模塊1/kqp被送入q軸pi調(diào)節(jié)器中的積分模塊，對△uq進(jìn)行pi調(diào)節(jié)，使得通過第五比較模塊對ud與進(jìn)行比較，得到偏差△ud，△ud經(jīng)比例模塊1/kdp被送入d軸pi調(diào)節(jié)器中的積分模塊,對△ud進(jìn)行pi調(diào)節(jié)，使得

本發(fā)明的有益效果是：采用轉(zhuǎn)速外環(huán)、電流內(nèi)環(huán)的雙閉環(huán)控制結(jié)構(gòu)，轉(zhuǎn)速可以快速跟隨給定，提高了系統(tǒng)響應(yīng)速度；采用半有源橋dc/dc變換器，降低了dc/dc變換器中存在的無功功率，減小開關(guān)管的損耗，提高了dc/dc變換器的可靠性；通過采用分?jǐn)?shù)階pid使得系統(tǒng)具有了更大的調(diào)節(jié)范圍，獲得了比傳統(tǒng)pid更好的控制品質(zhì)及更強(qiáng)的魯棒性；電流環(huán)中加入了限幅與閉環(huán)反饋環(huán)節(jié)，保證了電機(jī)平穩(wěn)運(yùn)行，避免電機(jī)出現(xiàn)過調(diào)制。

附圖說明

圖1為本發(fā)明系統(tǒng)整體結(jié)構(gòu)示意圖；

圖2為本發(fā)明驅(qū)動系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)示意圖；

圖3為dc/dc變換單元的結(jié)構(gòu)示意圖；

圖4為dc/dc變換單元工作流程圖；

圖5為分?jǐn)?shù)階pid的結(jié)構(gòu)示意圖；

圖6為分?jǐn)?shù)階pid整定流程圖；

圖7為電流調(diào)節(jié)單元的結(jié)構(gòu)示意圖；

圖8為本發(fā)明控制結(jié)果比較圖。

具體實(shí)施方式

為使本發(fā)明的上述目的、特征和優(yōu)點(diǎn)能夠更加明顯易懂，下面結(jié)合附圖對本發(fā)明的具體實(shí)施方式做詳細(xì)的說明，使本發(fā)明的上述及其它目的、特征和優(yōu)勢將更加清晰。在全部附圖中相同的附圖標(biāo)記指示相同的部分。并未刻意按比例繪制附圖，重點(diǎn)在于示出本發(fā)明的主旨。

首先結(jié)合附圖1對本發(fā)明的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)做說明。本發(fā)明提供了一種電動車輛驅(qū)動系統(tǒng)，系統(tǒng)包括：dc/dc變換單元、逆變器、永磁電機(jī)、mcu(主控單元)，以及位置檢測電路、電流檢測電路等。dc/dc變換單元與電池相連，dc/dc變換單元的輸出端連接逆變器，逆變器與永磁電機(jī)相連，通過永磁電機(jī)驅(qū)動車輛運(yùn)行。通過電壓傳感器分別檢測dc/dc變換單元的輸入電壓vin和輸出電壓vo，通過電流傳感器檢測逆變器的輸出電壓ia、ib，通過霍爾元件檢測永磁電機(jī)的實(shí)際轉(zhuǎn)速ωm和轉(zhuǎn)子位置，這些檢測信號被送入mcu，mcu根據(jù)這些檢測信號分別向dc/dc變換單元和逆變器輸出驅(qū)動信號g1、g2，從而調(diào)節(jié)dc/dc變換單元和逆變器的輸出。

整個系統(tǒng)由一塊mcu處理器控制運(yùn)行，各個部分協(xié)調(diào)運(yùn)行，人機(jī)交換部分可采用lcd和按鍵實(shí)現(xiàn)(圖中未示出)。mcu控制逆變器中igbt的導(dǎo)通頻率，從而實(shí)現(xiàn)永磁同步電機(jī)線圈磁場順序變化驅(qū)動電機(jī)運(yùn)轉(zhuǎn)；霍爾位置檢測電路檢測不導(dǎo)通線圈反電動勢的零點(diǎn)變化判斷電機(jī)轉(zhuǎn)子的磁極位置，控制電機(jī)按照設(shè)定的轉(zhuǎn)速運(yùn)行；電流檢測電路通過實(shí)時檢測電機(jī)線圈的相電流，并與mcu處理器中電機(jī)理論模型進(jìn)行比較，實(shí)現(xiàn)電機(jī)的閉環(huán)控制，以及實(shí)現(xiàn)電機(jī)的過壓、過流保護(hù)。

下面對本發(fā)明中驅(qū)動系統(tǒng)的控制結(jié)構(gòu)做詳細(xì)介紹，請參閱圖2。驅(qū)動系統(tǒng)采用轉(zhuǎn)速外環(huán)、電流內(nèi)環(huán)的雙閉環(huán)結(jié)構(gòu)，它包括cark變換模塊、park變換模塊、轉(zhuǎn)子位置傳感器、分?jǐn)?shù)階pid調(diào)節(jié)器、電流調(diào)節(jié)器、park逆變換模塊、脈沖寬度調(diào)制模塊和逆變器。

其中，轉(zhuǎn)子位置傳感器的輸入端連接永磁同步電機(jī)的轉(zhuǎn)子參數(shù)輸出端，轉(zhuǎn)子位置傳感器的轉(zhuǎn)子位置輸出端連接park變換模塊的轉(zhuǎn)子位置數(shù)據(jù)輸入端；轉(zhuǎn)子位置傳感器的轉(zhuǎn)子角速度數(shù)據(jù)輸出端連接第一比較器的反向輸入端，第一比較器的正向輸入端與轉(zhuǎn)速給定信號相連，轉(zhuǎn)速給定信號可以由油門踏板給出。第一比較器的輸出端與分?jǐn)?shù)階pid調(diào)節(jié)器的輸入端連接。分?jǐn)?shù)階pid調(diào)節(jié)器的輸出端連接第二比較器的正向輸入端，第二比較器的反向輸入端與park變換模塊的q軸電流輸出端相連。本發(fā)明中采用d軸電流恒零控制，即d軸電流給定值恒為零，這一給定值與第三比較器的正向輸入端相連，第三比較器的反向輸入端與park變換模塊的d軸電流輸出端相連。第二比較器和第三比較器的輸出端與電流調(diào)節(jié)器相連，電流調(diào)節(jié)器的輸出端通過park逆變換模塊與脈沖寬度調(diào)制模塊相連，脈沖寬度調(diào)制模塊輸出調(diào)制信號至逆變器，逆變器接收dc/dc變換單元的輸出電壓vo，根據(jù)調(diào)制信號打開/關(guān)閉逆變器中的igbt，從而輸出可變頻率的電壓信號至永磁電機(jī)。

通過轉(zhuǎn)子位置傳感器采集永磁同步電機(jī)的轉(zhuǎn)子位置θ、實(shí)際轉(zhuǎn)速ωm，通過電流傳感器采集逆變器輸出的其中兩相ia、ib，ia、ib經(jīng)過clark變換和park變換，得到永磁同步電機(jī)在dq軸坐標(biāo)系下的等效電流id和iq。第一比較器將轉(zhuǎn)速給定值與實(shí)際轉(zhuǎn)速ωm進(jìn)行比較，偏差信號經(jīng)過分?jǐn)?shù)階pid調(diào)節(jié)器調(diào)節(jié)，分?jǐn)?shù)階pid調(diào)節(jié)器的輸出值作為q軸的電流給定值d軸電流給定值

第二比較器對iq與進(jìn)行比較，第三比較器對id與進(jìn)行比較，第二比較器和第三比較器的比較結(jié)果送入電流調(diào)節(jié)器，通過電流調(diào)節(jié)器調(diào)節(jié)后得到dq軸坐標(biāo)系下的q軸電壓給定值和d軸電壓給定值park逆變換模塊對和進(jìn)行park逆變換后，依次輸出給脈沖寬度調(diào)制模塊和逆變器，從而得到永磁同步電機(jī)的三相輸入電壓，驅(qū)動永磁同步電機(jī)運(yùn)行。

其中，clark變換、park變換、park逆變換分別通過下式(1)、(2)、(3)實(shí)現(xiàn)。

式中，iα和iβ均為兩相靜止坐標(biāo)系(簡稱αβ坐標(biāo)系)下的等效電流，ia、ib和ic為永磁同步電機(jī)的三相電流，id和iq為永磁同步電機(jī)在dq軸坐標(biāo)系下的等效電流，θ為永磁同步電機(jī)的轉(zhuǎn)子位置。

圖3為本發(fā)明中dc/dc變換單元的結(jié)構(gòu)示意圖，本發(fā)明中dc/dc變換單元采用半有源橋dc-dc變換器，由輸入側(cè)和輸出側(cè)構(gòu)成。輸入側(cè)用于將輸入的直流電壓變換為高頻交流方波電壓，通過變壓器將電能從原邊傳遞至副邊；輸出側(cè)用于實(shí)現(xiàn)對變壓器副邊的交流電壓進(jìn)行整形，實(shí)現(xiàn)額定電壓輸出。輸入側(cè)由四個可控開關(guān)管s1、s2、s3和s4組成全橋電路，cs1、cs2、cs3、cs4分別為與開關(guān)管s1、s2、s3、s4相并聯(lián)的結(jié)電容。輸出側(cè)由兩個可控開關(guān)管s5、s6和兩個二極管d1、d2以及輸出電容co組成，cs5、cs6為s5、s6各自的結(jié)電容，cd5、cd6為d1、d2各自的結(jié)電容。輸入側(cè)和輸出側(cè)由變壓器t連接，lk為變壓器t的漏感與外加交流電感之和，ip為變壓器原邊電流。

mcu對傳感器采樣得到的電壓信號vin、vo進(jìn)行處理，并依據(jù)pwm移相控制方法生成pwm信號g1，調(diào)節(jié)變壓器原邊電壓vab和變壓器副邊電壓vcd各自的占空比和兩者之間的移相角。g1經(jīng)過隔離和功率放大之后為開關(guān)管s1、s2、s3、s4、s5、s6提供驅(qū)動電壓。

dc/dc變換單元的輸出功率po為：

其中，

根據(jù)公式(4)可以計算得到輸出功率po相對移相角變化的最大值p0_max。

輸出功率po最大時對應(yīng)的移相角的值如公式(7)所示。

上式中，m為輸入到輸出的電壓增益，m＝vo/(nvin)，n為變壓器原邊與副邊匝數(shù)比，ts為開關(guān)周期，δdp為變壓器原邊占空比補(bǔ)償量，用于微調(diào)原邊超前橋臂開關(guān)管s1、s2的開通時間；δds為副邊占空比的補(bǔ)償量，用于微調(diào)副邊開關(guān)管s5、s6的開通時間。

如圖4所示，dc/dc變換單元的工作過程如下：

s110：確定dc/dc變換單元輸出電壓的給定值vref；s120：對dc/dc變換單元輸出電壓進(jìn)行采樣，采樣值記為vo，計算輸出電壓的給定值vref與輸出電壓vo的差值，所述的差值作為數(shù)字pi調(diào)節(jié)器的輸入值。所述的數(shù)字pi調(diào)節(jié)器的輸出值經(jīng)過限幅器限幅后作為變壓器原邊電壓vab和變壓器副邊電壓vcd之間的移相角s130：通過移相角計算出如公式(8)的原邊占空比d1和如公式(9)的副邊占空比d2。

上式中，原邊占空比d1包含原邊占空比補(bǔ)償項δdp、副邊占空比d2包含副邊占空比的補(bǔ)償項δds，通過原邊占空比補(bǔ)償項δdp使得流過原邊超前橋臂開關(guān)管s1、s2的電流在開通的瞬間從開關(guān)管的體二極管流過，通過副邊占空比的補(bǔ)償項δds使得流過開關(guān)管的電流在開通的瞬間從副邊開關(guān)管s5、s6的體二極管流過，實(shí)現(xiàn)所有開關(guān)管(s1、s2、s3、s4、s5、s6)的軟開關(guān)。通過副邊占空比的計算公式保證副邊開關(guān)管s5、s6在變壓器原邊電流ip剛過零之后就能開通，能夠減小副邊開關(guān)管s5、s6的體二極管導(dǎo)通的時間長度，減小副邊開關(guān)管s5、s6的導(dǎo)通損耗。

s140：根據(jù)移相角原邊占空比d1和副邊占空比d2產(chǎn)生開關(guān)管的pwm信號，驅(qū)動dc/dc變換單元工作，實(shí)現(xiàn)所有開關(guān)管(s1、s2、s3、s4、s5、s6)的軟開關(guān)，減小副邊開關(guān)管s5、s6的導(dǎo)通損耗，并且降低dc/dc變換單元中存在的無功功率，減小開關(guān)管的電流應(yīng)力，提高dc-dc變換器的可靠性。

所產(chǎn)生的移相角與原邊占空比d1和副邊占空比d2控制各個驅(qū)動pwm信號波形的關(guān)系如下：s1與s2互補(bǔ)、s3與s4互補(bǔ)、s5與s6相差180°；s1，s2，s3和s4的占空比均為50％，s5和s6的占空比均為1-d2；s1與s3之間的相位差為d1·2π，s2與s4之間的相位差為d1·2π，s1的上升沿與s5的下降沿之間的相位差為d2·2π，s2的上升沿與s6的下降沿之間的相位差為d2·2π。

通過dc/dc變換單元能夠減小副邊開關(guān)管s5、s6的體二極管導(dǎo)通的時間長度，降低副邊開關(guān)管s5、s6的導(dǎo)通損耗；降低dc-dc變換器中存在的無功功率，減小開關(guān)管的電流應(yīng)力，提高dc-dc變換器的可靠性；可以同時實(shí)現(xiàn)電壓源型半有源橋dc-dc變換器的高效率運(yùn)行和所有開關(guān)管的軟開關(guān)，高效率的變換器意味著較少的發(fā)熱，就可以使用較小的散熱裝置，而軟開關(guān)的實(shí)現(xiàn)可以減小開關(guān)噪聲，降低輸入和輸出濾波器的體積和重量。

與傳統(tǒng)調(diào)節(jié)器不同，在本發(fā)明中，對于外環(huán)的速度調(diào)節(jié)采用分?jǐn)?shù)階pid，其結(jié)構(gòu)如圖5所示。與整數(shù)階pid控制器相似，分?jǐn)?shù)階pid控制器的微分方程為:

其中，為caputo定義；λ＞0、μ＞0為任意實(shí)數(shù)，是分?jǐn)?shù)階控制器的階次。

對caputo定義的分?jǐn)?shù)階微積分求拉普拉斯變換，可得:

由此得到的分?jǐn)?shù)階pid控制器的傳遞函數(shù)：

分?jǐn)?shù)階pid控制器包括一個積分階次λ和微分階次μ，其中λ和μ可以是任意實(shí)數(shù)。整數(shù)階pid控制器是分?jǐn)?shù)階pid控制器在λ＝1和μ＝1時的特殊情況，當(dāng)λ＝1、μ＝0時即為pi控制器，λ＝0、μ＝1時為pd控制器。分?jǐn)?shù)階pid控制器多了兩個可調(diào)參數(shù)λ和μ，通過合理地選擇參數(shù)就能夠提高系統(tǒng)的控制效果。

參閱圖6，設(shè)系統(tǒng)理想的閉環(huán)參考模型為：λ、μ、kp、ki，kd通過如下方式確定：

s210：根據(jù)系統(tǒng)的控制性能要求選取理想閉環(huán)參考模型的截止頻率ωc和階次α；系統(tǒng)的控制性能要求為時域指標(biāo)，時域指標(biāo)可以是超調(diào)量、調(diào)節(jié)時間或峰值時間；該理想閉環(huán)參考模型h(s)使得系統(tǒng)具有對增益變化不敏感的期望特性，當(dāng)增益變化時只是引起截止頻率ωc的變化，系統(tǒng)對增益變化具有強(qiáng)魯棒性，系統(tǒng)的超調(diào)大小只與α有關(guān)，而與增益無關(guān)。

s220：由h(s)及gc(s)，計算控制對象模型

其中λ、μ取小數(shù)。若λ＝α，則有

s230：獲取未知實(shí)際被控對象gp(s)的頻域響應(yīng)數(shù)據(jù)，假設(shè)與gp(s)在ω＝0和ω＝ωx處的頻率響應(yīng)相同，則ωx可以選取為原系統(tǒng)的gp(s)相位裕量的穿越頻率|gp(jωx)|＝1，先選取λ＝α，在ω＝0處有意義(此時，對象能夠保持良好的穩(wěn)態(tài)響應(yīng)，與一般實(shí)際系統(tǒng)的情況是一致的)，有然后根據(jù)有處與μ的函數(shù)關(guān)系為：

其中，

s240：通過尋優(yōu)辨識出未知對象的理想形式中的參數(shù)，使在截止頻率范圍內(nèi)最大限度地接近實(shí)際對象gp(s)的頻域響應(yīng)指標(biāo)；建立頻域響應(yīng)誤差指標(biāo)并在0＜μ＜2范圍內(nèi)對誤差指標(biāo)優(yōu)化最終得到分?jǐn)?shù)階控制器的參數(shù)。

本發(fā)明根據(jù)系統(tǒng)的時域響應(yīng)指標(biāo)初步確定ωc、α、λ的值，通過逼近實(shí)際對象模型和理想對象模型的頻率響應(yīng)特性曲線，尋優(yōu)得到分?jǐn)?shù)階pid的微分項階次，計算得到kd，ki，kp的值，可以得到逼近理想?yún)⒖寄Ｐ偷姆謹(jǐn)?shù)階pid控制器。

電流調(diào)節(jié)器用于計算q軸電壓給定值和d軸電壓給定值電流調(diào)節(jié)器的結(jié)構(gòu)如圖7所示，第二比較器與第三比較器輸出的偏差信號分別送入d軸pi調(diào)節(jié)器與q軸pi調(diào)節(jié)器，d軸pi調(diào)節(jié)器的輸出電壓為ud，q軸pi調(diào)節(jié)器的輸出電壓為uq，ud、uq、vo送入電壓極限環(huán)，得到和同時，通過第四比較器對uq與進(jìn)行比較，得到偏差△uq，△uq經(jīng)比例模塊1/kqp被送入q軸pi調(diào)節(jié)器中的積分模塊，這樣對△uq進(jìn)行pi調(diào)節(jié)，使得通過第五比較模塊對ud與進(jìn)行比較，得到偏差△ud，△ud經(jīng)比例模塊1/kdp被送入d軸pi調(diào)節(jié)器中的積分模塊,這樣對△ud進(jìn)行pi調(diào)節(jié)，使得

為了保證電機(jī)平穩(wěn)運(yùn)行，避免電機(jī)出現(xiàn)過調(diào)制模式，需要電壓極限環(huán)限制電機(jī)電壓udq小于母線電壓。即ud、uq需滿足下式條件。

若所述條件不成立，dq軸電壓ud、uq需根據(jù)母線電壓幅值vo，進(jìn)行等比例限幅，如式(17)所示：

park逆變換模塊用于將和轉(zhuǎn)換為α軸電壓uα、β軸電壓uβ，并發(fā)送至脈寬調(diào)制模塊；脈寬調(diào)制模塊為空間矢量脈寬調(diào)制，用于根據(jù)αβ軸電壓、母線電壓計算得到電壓脈沖，并發(fā)送至逆變器。

這樣通過控制d軸電流與q軸電流來控制逆變器輸出功率，根據(jù)電機(jī)實(shí)際所需的定子電流幅值，通過與q軸電流做矢量差，得到實(shí)際所需的q軸電流，簡化了q軸電流的控制結(jié)構(gòu)，在實(shí)現(xiàn)網(wǎng)側(cè)高功率因數(shù)的前提下，增強(qiáng)系統(tǒng)的魯棒性；根據(jù)母線電壓幅值，限制電機(jī)實(shí)際定子電壓大小，避免電機(jī)進(jìn)入過調(diào)制運(yùn)行，增強(qiáng)了系統(tǒng)的可靠性；通過電壓誤差調(diào)節(jié)，將得到的電流誤差值反饋至電流環(huán)積分環(huán)節(jié)，有效增加了電流環(huán)調(diào)節(jié)的快速性。

將本發(fā)明的雙閉環(huán)+分?jǐn)?shù)階pid+電流限幅環(huán)的控制系統(tǒng)與傳統(tǒng)的單比環(huán)速度調(diào)節(jié)系統(tǒng)進(jìn)行對比，圖8為控制結(jié)果的對比圖，圖中曲線a為給定的階躍信號，曲線b為本發(fā)明驅(qū)動系統(tǒng)的速度響應(yīng)曲線，曲線c為傳統(tǒng)單閉環(huán)系統(tǒng)的響應(yīng)曲線。通過對比可以看出，本發(fā)明的驅(qū)動系統(tǒng)轉(zhuǎn)速響應(yīng)平滑、快速，沒有超調(diào)、振蕩的現(xiàn)象，大大改善了系統(tǒng)驅(qū)動效果。

本說明書中的各個實(shí)施例均采用遞進(jìn)的方式描述，每個實(shí)施例重點(diǎn)說明的都是與其他實(shí)施例的不同之處，各個實(shí)施例之間相同相似的部分互相參見即可。對于本申請的方法實(shí)施例而言，由于其與裝置實(shí)施例基本相似，所以描述的比較簡單，相關(guān)之處參見裝置實(shí)施例的部分說明即可。

在以上的描述中闡述了很多具體細(xì)節(jié)以便于充分理解本發(fā)明。但是以上描述僅是本發(fā)明的較佳實(shí)施例而已，本發(fā)明能夠以很多不同于在此描述的其它方式來實(shí)施，因此本發(fā)明不受上面公開的具體實(shí)施的限制。同時任何熟悉本領(lǐng)域技術(shù)人員在不脫離本發(fā)明技術(shù)方案范圍情況下，都可利用上述揭示的方法和技術(shù)內(nèi)容對本發(fā)明技術(shù)方案做出許多可能的變動和修飾，或修改為等同變化的等效實(shí)施例。凡是未脫離本發(fā)明技術(shù)方案的內(nèi)容，依據(jù)本發(fā)明的技術(shù)實(shí)質(zhì)對以上實(shí)施例所做的任何簡單修改、等同變化及修飾，均仍屬于本發(fā)明技術(shù)方案保護(hù)的范圍內(nèi)。