專利名稱：短脈沖雷達(dá)及其控制方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及近程雷達(dá)及其控制方法，并且特別地涉及使用22至29GHz 的UWB (超寬波段)的近程雷達(dá)及其控制方法，而所述UWB采用精確地遵照 國際無線電通信條例(RR)的規(guī)定的技術(shù)。
背景技術(shù)：
近來，使用UWB的近程雷達(dá)幾乎已到達(dá)找到對于機(jī)動車上的使用的和對 于視覺障礙者的、實際的應(yīng)用。
如在普通的雷達(dá)中一樣，在使用UWB的、所述類型的近程雷達(dá)中，將短 脈沖波從發(fā)送單元的天線發(fā)射到空間中，并且接收單元接收從存在于空間中 的物體反射的波，由此分析物體。
圖24為展示所述類型的、傳統(tǒng)的近程雷達(dá)的發(fā)送單元的一般配置的框圖。
明確地說，在所述近程雷達(dá)的發(fā)送單元中，將從載波信號發(fā)生器l連續(xù) 輸出的、預(yù)定的冊B頻率的載波信號S輸入到開關(guān)電路2。
在預(yù)定的周期中，由從脈沖發(fā)生器3輸出的脈沖信號Pa來間歇地導(dǎo)通/ 截止開關(guān)電路2，由此來產(chǎn)生短脈沖波(突發(fā)載波)Pb。
在由放大器4放大所述短脈沖波Pb之后，將所述短脈沖波(突發(fā)載波) Pb從天線5發(fā)射到空間中。
然而，其中通過間歇地導(dǎo)通/截止被插入到載波信號S的路徑中的開關(guān)電 路2來產(chǎn)生短脈沖波Pb的、上述的配置引起如下問題雖然理想地在開關(guān)電 路2的截止?fàn)顟B(tài)期間完全停止載波信號輸出，但是事實上歸因于開關(guān)電路2 的泄漏，而不能完全停止所述載波信號輸出。
與其導(dǎo)通周期(例如，l纟內(nèi)秒)比較，開關(guān)電路2的截止周期(例如，1 微秒)通常為非常長的。為此， 一般地說，載波泄漏的功率為不可忽略的。
特別困難的是防止在高頻的UWB中的載波信號的泄漏。
為此，例如，如圖25中所示，短脈沖波Pb的頻譜密度Sx為在載波頻率fc的位置處大大地突出泄漏分量S'。
所述泄漏分量S，限制在有規(guī)律發(fā)送定時輸出的短脈沖波Pb的反射波的、 真實的接收靈敏度。結(jié)果，使雷達(dá)搜索距離變窄，并且變得難于檢測如存在 于空間中的物體這樣的、低的反射率的障礙物。
關(guān)于上面描述的UWB雷達(dá)系統(tǒng)，在下面描述的非專利文檔l中，F(xiàn)CC(美 國聯(lián)邦通信委員會)提供如圖26中所示的頻鐠屏蔽。
在2004年12月16日修訂并發(fā)表的所述頻鐠屏蔽制定比在下面描述的非 專利文檔2中的、在2002年2月14日公開的第一個更嚴(yán)格的標(biāo)準(zhǔn)。
在一方面，在所述修訂的頻錯屏蔽中，將在22. 0至23. 12GHz的范圍和 不低于29. OGHz的范圍內(nèi)的聽的功率密度指定在-61. 3 dBm/MHz或更少， 并且將在23. 12至23. 6GHz的范圍和24. 0至29. OGHz的范圍內(nèi)的功率密度指 定在-41. 3 dBm/MHz或更少。
還有，在23. 6至24. OGHz的頻率范圍，或所謂的無線電發(fā)射禁止的波段 (RR禁止的波段)或無線電發(fā)射受限的波段(RR受限的波段)中，將發(fā)射功 率密度抑制到比過去低20分貝的-61.3 dBm/MHz，而其中在國際無線電通信 條例(RR)下，有意地禁止無線電波發(fā)射，來保護(hù)射電天文學(xué)或衛(wèi)星地球探 測業(yè)務(wù)(EESS)的被動傳感器。
在上面描述的頻率屏蔽中，將在每一預(yù)定的波段中的總能量的量限定到 不大于指定值。為此，在如在上述的情況下，泄漏分量S'為大的情況下， 將要求用于有規(guī)律發(fā)送定時的短脈沖波Pb的輸出設(shè)置在相對低的電平，而造 成雷達(dá)的搜索范圍的、相當(dāng)大的限制。
在所述觀點中，已設(shè)想對泄漏分量S，的問題的解決方案，其中如圖26 中所示，使短脈沖波Pb的載波頻率與用于多普勒雷達(dá)(近程器件SRD)的、 24. 05至24. 25GHz的UWB頻波段相符，而在多普勒雷達(dá)中允許比-41. 3 犯m/MHz更高電平的功率的發(fā)射。
然而，在所述SRD波段的鄰域中，上述的RR禁止的波段存在。進(jìn)一步地， 如上所述，構(gòu)成如由脈沖信號間歇地導(dǎo)通/截止的載波信號這樣的脈沖調(diào)制信 號的短脈沖波Pb具有幾百兆赫至2GHz的頻語寬度。
為此，在將載波頻率設(shè)置在如上面描述的RR禁止的波段的鄰域中的SRD 波段處的情況下，將短脈沖波Pb的頻鐠足夠高的電平部分與RR禁止的波段 重疊。為此，事實上，非常困難的是將發(fā)射功率密度抑制到由最近的頻譜屏
蔽指定的-61. 3 dBm或更少。
還有，允許在RR禁止的波段中的發(fā)射電平高到-41. 3 dBm/MHz的第一 FCC 標(biāo)準(zhǔn)規(guī)定，要求用于其他目的的、在從法向到地球表面的大于30度的發(fā)射方 向(仰角的方向)的角度處的無線電波的發(fā)射強(qiáng)度，比在O度到30度的發(fā)射 范圍中的發(fā)射強(qiáng)度低-25分貝或更多(在2005年1月中和以后)，以便不干 擾上面描述的EESS。對于每幾年，后來所述標(biāo)準(zhǔn)已變得日益嚴(yán)格。
為此，在將載波頻設(shè)置在如上面描述的SRD波段中的情況下，要求來抑 制天線的垂直面的旁瓣，以致不增加發(fā)送的無線電波的發(fā)射的方向。
然而，在天線的垂直面上的旁瓣的抑制要求許多的天線元件沿著高度成 為陣列的布置。其增加沿著高度的尺寸，并使如機(jī)動車上的雷達(dá)這樣的應(yīng)用 困難。
還有，已設(shè)想各種方法來改進(jìn)開關(guān)電路2的隔離，以便避免泄漏分量S， 的問題。
然而，甚至在其中可以實現(xiàn)能夠在上面描述的、非常高的頻波段中取得 高的隔離的開關(guān)的情況下，所述開關(guān)也是非常昂貴的并非常難于為常人使用 的機(jī)動車上的雷達(dá)或視覺障礙者而采用。
非專利文檔l: FCC 04-285， "SECOND REPORT AND ORDER AND SECOND MEMORANDUM OPINION AND ORDER"
非專利文檔2: FCC 02-48, "FIRST REPORT AND ORDER"

發(fā)明內(nèi)容
已在上面描述的情形的觀點中取得本發(fā)明，并且其目標(biāo)是將提供具有便 宜的配置的近程雷達(dá)及其控制方法，其中防止與RR禁止的波段和SRD波段的 干擾，而同時遵照規(guī)定的頻i普屏蔽。
根據(jù)本發(fā)明的第一方面，提供近程雷達(dá)，以便取得上面的目標(biāo)，其包含 發(fā)送單元(21 ),其將預(yù)定的短脈沖波(Pt )從發(fā)送天線(22 )發(fā)射到空 間(1)中；
接收單元(40)，其執(zhí)行接收從存在于空間(1)中的物體(la)反射的 波(Pr )的過程；和
信號處理單元(61)，其執(zhí)行基于來自接收單元(40)的輸出信號來分析 目標(biāo)(la)的過程，
其中發(fā)送單元(21)包括
第一脈沖產(chǎn)生單元(23)，其在預(yù)定的周期(Tg)中輸出具有比短脈沖波 (Pt)的寬度更長的寬度(Tc)的第一脈沖(PI);
第二脈沖產(chǎn)生單元(24)，其在從當(dāng)?shù)谝幻}沖產(chǎn)生單元(23)開始輸出第 一脈沖(Pl)時的時間點的輸出周期期間，在就預(yù)定的時間(Ts)的推移而 言的定時，輸出具有相應(yīng)于短脈沖波(Pt)的寬度的寬度的第二脈沖(P2);
振蕩器(25)，其只在當(dāng)?shù)谝幻}沖產(chǎn)生單元(23)輸出第一脈沖(PI)時 的周期期間振蕩，并輸出在短脈沖波(Pt )的頻波段中的信號；和
開關(guān)(26),其接收來自振蕩器(25)的輸出信號(U)，并且導(dǎo)通所述開 關(guān)來只在當(dāng)由第二脈沖產(chǎn)生單元(24)輸出第二脈沖(P2)時的周期期間， 傳遞來自振蕩器(25)的輸出信號(U),而將來自開關(guān)(26)的輸出信號(V) 作為預(yù)定的短脈沖波(Pt)發(fā)射到空間(1)中。
根據(jù)本發(fā)明的第二方面，提供根據(jù)第一方面的近程雷達(dá)，以便取得上面 的目標(biāo)，其中將第一脈沖(pi)的寬度Tc,第二脈沖(P2)的寬度Tp和開
關(guān)(26)的隔離I設(shè)置來滿足下列的關(guān)系 (Tc/Tp) 2《I
根據(jù)本發(fā)明的第三方面，提供根據(jù)第一方面的近程雷達(dá)，以便取得上面 的目標(biāo)，其中在實質(zhì)上將發(fā)射到空間(1)中的短脈沖波(Pt)的頻語的、整 個的主瓣包括在24. 0至29. OGHz的范圍內(nèi)的方式中，設(shè)置振蕩器(25 )的振
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根據(jù)本發(fā)明的第四方面，提供根據(jù)第三方面的近程雷達(dá)，以便取得上面
的目標(biāo)，其中發(fā)送單元(21)的發(fā)送天線(22)具有以空腔(130)圍繞天線 元件(123 )的結(jié)構(gòu)，并且將空腔(130 )的諧振頻率設(shè)置在23. 6至24. OGHz 的波段中，由此減少特定的波段的增益。
根據(jù)本發(fā)明的第五方面，提供根據(jù)第一方面的近程雷達(dá)，以便取得上面 的目標(biāo)，其中接收單元(40)包括
接收天線(41 ),其接收從存在于空間(1 )中的物體(la )反射的波(Pr );
檢測電路(44 ),其檢測由接收天線(41 )接收的反射波(Pr )的接收信 號(R');和
采樣保持電路(48),其求由檢測電路(44)檢測的信號(W=I， Q)的 積分，并保持積分結(jié)果，并且
檢測電路(44 )包括
發(fā)散電路(45 )，其將由接收天線(41 )接收的反射波(Pr )的接收信號 (R，)分成相同的相位的信號的對，并輸出信號的對(V1， V2);
線性乘法器(46),其將來自發(fā)散電路(45)的信號的對(Vl， V2)線性 地相乘；和
低通濾波器(47)，其從由線性乘法器(46)線性地相乘的輸出信號，提 取基波分量U， Q)。
根據(jù)本發(fā)明的第六方面，提供根據(jù)第一方面的近程雷達(dá)，以便取得上面 的目標(biāo)，其中接收單元(40)包括
接收天線(41 )，其接收從存在于空間(1 )中的物體(la )反射的波(Pr );
檢測電路(44 )，其檢測由接收天線(41 )接收的反射波(Pr )的接收信 號U');和
采樣保持電路(48)，其求由檢測電路(44)檢測的信號(W= I， Q)的 積分，并保持積分結(jié)果，并且 檢測電路(44)包括
正交解調(diào)器(51 )，其以來自振蕩器(25 )的輸出信號作為本地信號(U )， 來正交檢測接收信號(R，)；和
低通濾波器(47),其從由正交解調(diào)器(51)來正交檢測的輸出信號，提 取基波分量U, Q)。
根據(jù)本發(fā)明的第七方面，提供根據(jù)第一方面的近程雷達(dá)，以便取得上面 的目標(biāo)，其中接收單元(40)包括
接收天線(41 )，其接收從存在于空間(1 )中的物體(la )反射的波(Pr );
檢測電路(44 )，其檢測由接收天線(41 )接收的反射波(Pr )的接收信 號U');和
采樣保持電路(48)，其求由檢測電路(44)檢測的信號(W-I, Q)的 積分，并保持積分結(jié)果，并且
檢測電路(44)包括
可變延遲單元(50),其延遲來自振蕩器(25)的輸出信號(U); 征繳調(diào)諧器(51)，其以來自可變延遲單元(50)的輸出信號作為本地信 號(Ur)，來正交檢測接收信號(R，)；和
低通濾波器(47)，其從由正交解調(diào)器(51)來正交檢測的輸出信號，提
取基波分量(I, Q)。
根據(jù)本發(fā)明的第八方面，提供根據(jù)第一方面的近程雷達(dá)，以便取得上面
的目標(biāo)，其中接收單元(40)包括
接收天線(41 )，其接收從存在于空間(1 )中的物體(la )反射的波(Pr );
檢測電路(44 ),其檢測由接收天線(41 )接收的反射波(Pr )的接收信 號U');和
采樣保持電路(48),其求由檢測電路(44)檢測的信號(W-I, Q)的 積分，并保持積分結(jié)果，并且 檢測電路(44)包括
鎖相環(huán)電路(54、 55、 56、 57和58)，其具有在當(dāng)參考信號的頻率為穩(wěn) 定時的周期期間，從振蕩器(25)接收作為參考信號的輸出信號并輸出在頻 率中與參考信號同步的信號(Vvco)的電壓控制振蕩器(56)，并就在當(dāng)參考
信號的頻率為穩(wěn)定時的周期的推移而言，將電壓控制振蕩器(56)保持在即 將在當(dāng)參考信號的頻率為穩(wěn)定的時的周期的結(jié)束之前的狀態(tài)中；
正交解調(diào)器(51),其以鎖相環(huán)電路(54、 55、 56、 57和58)的電壓控 制振蕩器(56)的輸出信號作為本地信號(Vvco)，來正交檢測接收信號(R，)； 和
低通濾波器(47 ),其從由正交解調(diào)器(51 )來正交檢測的輸出信號，提 取基波分量(1， Q)。
根據(jù)本發(fā)明的第九方面，提供根據(jù)第五方面的近程雷達(dá)，以便取得上面 的目標(biāo)，其中線性乘法器(46)包括
第一差分放大器(46a)，將信號(V1和V2)的對的第一信號(VI)差分 地輸入到所述第一差分放大器；
第二和第三差分放大器(46b和46c )，將其連接到第一差分放大器(4") 的負(fù)載側(cè)，并將信號(VI和V2 )的對的第二信號(V2 )差分地輸入到所述第 二和第三差分放大器；和
Gilbert混頻器，將其連接到第二和第三差分放大器(46b和46c )的負(fù) 載側(cè)，并且其包括具有第一和第二負(fù)載電阻器(R3和RO的單片微波集成電 路，而所述第一和第二負(fù)載電阻器只輸出等于第一信號(V1 )和第二信號(V2 ) 的乘積的信號分量(VI x V2 )或-(VI x V2 )。
根據(jù)本發(fā)明的第十方面，提供根據(jù)第一方面的近程雷達(dá)，以便取得上面
的目標(biāo)，進(jìn)一步包含模/數(shù)轉(zhuǎn)換器(60)，其將來自接收單元(40)的輸出信 號(H)轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號，并將數(shù)字信號輸入到信號處理單元(61)。
根據(jù)本發(fā)明的第十一方面，提供根據(jù)第一方面的近程雷達(dá)，以便取得上 面的目標(biāo)，進(jìn)一步包含控制單元(62)，其與預(yù)定的進(jìn)度表或來自信號處理單 元(61)的處理結(jié)果相一致，來控制發(fā)送單元(21)和接收單元(40)中的 至少一個。
根據(jù)本發(fā)明的第十二方面，提供控制近程雷達(dá)的方法，以便取得上面的 目標(biāo)，包含
準(zhǔn)備具有發(fā)送天線(22 )的發(fā)送單元(21 )、接收單元(40 )和信號處理 單元(61)的步驟；
使用發(fā)送單元(21 )，來將預(yù)定的短脈沖波(Pt )從發(fā)送天線(22 )發(fā)射 到空間(1)中的步驟；
執(zhí)行使用接收單元(40)來接收來自存在于空間(1)中的物體(la)的 反射波(Pr)的過程的步驟；以及
執(zhí)行使用信號處理單元(61)，基于來自接收單元(40)的輸出信號來分 析物體(la)的過程的步驟，
其中將預(yù)定的短脈沖波(Pt)發(fā)射到空間(1)中的步驟包括
準(zhǔn)備第一脈沖產(chǎn)生單元(23)、第二脈沖產(chǎn)生單元(24)、振蕩器U5)
和開關(guān)(26)的步驟；
在預(yù)定的周期(Tg)中使用脈沖產(chǎn)生單元U3)，來輸出具有比短脈沖波 (Pt)的寬度更長的寬度(Tc)的第一脈沖(Pl)的步驟；
在就預(yù)定的時間(Tc )的推移而言的定時，使用第二脈沖產(chǎn)生單元(24 ), 來輸出具有相應(yīng)于短脈沖波(Pt)的寬度的寬度的第二脈沖(P2)的步驟， 而所述預(yù)定的時間(Tc)是從當(dāng)?shù)谝幻}沖產(chǎn)生單元(23)開始輸出第一脈沖 (Pl)時的時間點，并在當(dāng)?shù)谝幻}沖產(chǎn)生單元(23)輸出第一脈沖(Pl)時 的周期期間；
只在當(dāng)?shù)谝幻}沖產(chǎn)生單元(23)輸出第一脈沖(Pl)時的周期期間，導(dǎo) 致振蕩器(25)被振蕩并輸出在短脈沖波(Pt)的頻波段中的信號的步驟；
只在當(dāng)?shù)诙}沖產(chǎn)生單元(24)輸出第二脈沖(P2)時的周期期間，導(dǎo) 通開關(guān)(26)由此接收并傳遞來自振蕩器(25)的輸出信號(U)的步驟；以 及
將來自開關(guān)(26)的輸出信號(V)作為預(yù)定的短脈沖波(Pt)發(fā)射到空 間(1 )中的步驟。
根據(jù)本發(fā)明的第十三方面，提供根據(jù)第十二方面的控制近程雷達(dá)的方法，
以便取得上面的目標(biāo)，其中將第一脈沖(Pl)的寬度Tc、第二脈沖(P2)的 寬度Tp和開關(guān)(26)的隔離I設(shè)置來滿足下列的關(guān)系 (Tc/Tp) 2《I
根據(jù)本發(fā)明的第十四方面，提供根據(jù)第十二方面的控制近程雷達(dá)的方法， 以便取得上面的目標(biāo)，其中在實質(zhì)上將把其發(fā)射到空間(1 )中的短脈沖波(Pt ) 的頻譜的、整個的主瓣包括在24. 0至29. OGHz的范圍中的方式中，來設(shè)置振 蕩器(25)的振蕩頻率和第二脈沖(P2)的寬度Tp。
根據(jù)本發(fā)明的第十五方面，提供根據(jù)第十四方面的控制近程雷達(dá)的方法， 以便取得上面的目標(biāo)，其中發(fā)送天線(22)具有以空腔(130)圍繞天線元件 (123)的結(jié)構(gòu)，并且將空腔(130)的諧振頻率設(shè)置在23. 6至24. OGHz的波 段中，以由此減少特定的波段的增益。
根據(jù)本發(fā)明的第十六方面，提供根據(jù)第十二方面的控制近程雷達(dá)的方法， 以便取得上面的目標(biāo)，其中執(zhí)行接收反射波(Pr)的過程的步驟包括
準(zhǔn)備接收天線(41)、檢測電路(44)和采樣保持電路(48)的步驟；
使用接收天線(41)，來接收從存在于空間(1)中的物體(la)反射的 波(Pr )的步驟；
使用檢測電路(44 ),來檢測由接收天線(41 )接收的反射波(Pr )的接 收信號(R，)的步驟；以及
使用采樣保持電路(48 )來求由檢測電路(44 )檢測的信號(W)的積分 并保持積分結(jié)果的步驟，并且
檢測接收信號(R，)的步驟包括
準(zhǔn)備發(fā)散電路(45)、線性乘法器(46)和低通濾波器(47)的步驟；
使用發(fā)散電路(45)來將由接收天線(41)接收的反射波(Pr)的接收 信號(R，)發(fā)散為相同相位的信號的對，并輸出信號(VI和V2)的對的步驟;
使用線性乘法器(46),來將來自發(fā)散電路(45)的信號(Vl和V"的 對線性地相乘的步驟；以及
使用低通濾波器(47 )，來從由線性乘法器(46 )線性地相乘的輸出信號 提取基波分量的步驟。
根據(jù)本發(fā)明的第十七方面，提供根據(jù)第十二方面的控制近程雷達(dá)的方法，
以便取得上面的目標(biāo)，其中執(zhí)行接收反射波(Pr)的過程的步驟包括 準(zhǔn)備接收天線(")、檢測電路(44)和采樣保持電路(48)的步驟； 使用接收天線(41),來接收從存在于空間(1)中的物體(la)反射的
波(Pr)的步驟；
使用檢測電路(44 )，來檢測由接收天線(41 )接收的反射波(Pr )的接 收信號(R，)的步驟；以及
使用采樣保持電路，來求由檢測電路(44)檢測的信號(W)的積分，并 保持積分結(jié)果的步驟，并且
檢測接收信號(R')的步驟包括
準(zhǔn)備正交解調(diào)器(51)和低通濾波器(47)的步驟；
使用正交解調(diào)器(51 ),以來自振蕩器(2 5 )的輸出信號作為本地信號(U )
來正交檢測接收信號(R，)；以及
使用低通濾波器(47 )，來從由正交解調(diào)器(51)正交檢測的輸出信號提 取基波分量的步驟。
根據(jù)本發(fā)明的第十八方面，提供根據(jù)第十二方面的控制近程雷達(dá)的方法' 以便取得上面的目標(biāo)，其中執(zhí)行接收反射波(Pr )的過程的步驟包括
準(zhǔn)備接收天線(41)、檢測電路(44)和采樣保持電路(48)的步驟；
使用接收天線(41)，來接收從存在于空間(1)中的物體(la)反射的 波(Pr )的步驟；
使用檢測電路(44 )，來檢測由接收天線(41 )接收的反射波(Pr )的接 收信號(R，)的步驟；以及
使用采樣保持電路(48)，來求由檢測電路(44)檢測的信號(W)的積 分，并保持積分結(jié)果的步驟，并且
檢測接收信號(R，)的步驟包括
準(zhǔn)備可變延遲單元(50 )、正交解調(diào)器(51 )和低通濾波器(47 )的步驟； 使用可變延遲單元(50)，來延遲來自振蕩器U5)的輸出信號(U)的 步驟；
使用正交解調(diào)器(51),以來自可變延遲單元(50)的輸出信號作為本地 信號(Ur)來正交檢測接收信號U，)；以及
使用低通濾波器(47 )，來從由正交解調(diào)器(51 )正交檢測的輸出信號提取基波分量。
根據(jù)本發(fā)明的第十九方面，提供根據(jù)第十二方面的控制近程雷達(dá)的方法，
以便取得上面的目標(biāo)，其中執(zhí)行接收反射波(Pr)的過程的步驟包括 準(zhǔn)備接收天線(41)、檢測電路(44)和采樣保持電路(48)的步驟； 使用接收天線(41)，來接收從存在于空間(1)中的物體(la)反射的
波(Pr)的步驟；
使用檢測電路(44 )，來檢測由接收天線(41 )接收的反射波的接收信號 (R，)的步驟；以及
使用采樣保持電路(48)，來求由檢測電路(44)檢測的信號(W)積分 并保持積分結(jié)果，并且
檢測接收信號U')的步驟包括
準(zhǔn)備包括電壓控制振蕩器(56)、正交解調(diào)器(51)和低通濾波器(47) 的鎖相環(huán)電路(54、 55、 56、 57和58)的步驟;
在當(dāng)參考信號的頻率為穩(wěn)定的時的周期期間，使用電壓控制振蕩器(56 ) 來接收來自振蕩器(25)的、作為參考信號的輸出信號(U)，并輸出在頻率 中與參考信號同步的信號(Lvco)的步驟；
在當(dāng)參考信號的頻率為穩(wěn)定時的周期的推移之后，使用鎖相環(huán)電路(5 4 、 55、 56、 57和58),將電壓控制振蕩器(56 )保持在即將在當(dāng)參考信號的頻 率為穩(wěn)定時的周期的結(jié)束之前的狀態(tài)中的步驟；
使用正交解調(diào)器(51)，以鎖相環(huán)電路(54、 55、 56、 57和58)的電壓 控制振蕩器(56)的輸出信號作為本地信號(Lvco)，來正交檢測由接收天線 Ul)接收的反射波(Pr)的接收信號(R，)的步驟；以及
使用低通濾波器(47 )，來從由正交解調(diào)器(51 )正交檢測的輸出信號提 取基波分量(1， Q)的步驟。
根據(jù)本發(fā)明的第二十方面，控制根據(jù)第十六方面的近程雷達(dá)的方法，以 便取得上面的目標(biāo)，其中使用線性乘法器(46)來將來自發(fā)散電路(45)的 信號(V1和V2)的對線性地相乘的步驟包括
準(zhǔn)備由包括第一差分放大器(46a)、第二與第三差分放大器(46b與46c) 和第一與第二負(fù)載電阻器(R3與R4)的單片微波集成電路來配置的Gilbert 混頻器的步驟；
使用第一差分放大器H6a)，來差分地輸入信號(VI和V2)的對的第一 信號(VI )的步驟；
使用被連接到第 一差分放大器(46a )的負(fù)載側(cè)的第二和第三差分放大器 (46b和46c )，來差分地輸入信號(VI和V2 )的對的第二信號(V2 )的步驟； 以及
使用被連接到第二和第三差分放大器(46b和46c )的負(fù)載側(cè)的第一和第 二負(fù)載電阻器(R3和R4)，來只輸出等于第一信號(VI)與第二信號(V2) 的乘積的信號分量(VI x V2)或-(VI x V2)的步驟。
根據(jù)本發(fā)明的第二十 一 方面，提供根據(jù)第二十方面的控制近程雷達(dá)的方 法，以便取得上面的目標(biāo)，進(jìn)一步包含
準(zhǔn)備模/數(shù)轉(zhuǎn)換器(60);以及
使用模/數(shù)轉(zhuǎn)換器(60)來將來自接收單元(40)的輸出信號(H)轉(zhuǎn)換 為數(shù)字信號，并將數(shù)字信號輸入到信號處理單元(61)的步驟。
根據(jù)本發(fā)明的第二十二方面，提供根據(jù)第二十方面的控制近程雷達(dá)的方 法，以便取得上面的目標(biāo)，進(jìn)一步包含
準(zhǔn)備控制單元(62)的步驟；以及
與預(yù)定的進(jìn)度表或來自信號處理單元(61)的處理結(jié)果相一致，使用控 制單元(62)來控制發(fā)送單元(21)和接收單元(40)中的至少一個的步驟。
如上所述，修改根據(jù)本發(fā)明的近程雷達(dá)的發(fā)送單元，來在由第一脈沖開 始振蕩之后，在就預(yù)定的時間的推移而言的穩(wěn)態(tài)中響應(yīng)于第二脈沖，通過短 時間地截止開關(guān)來輸出短脈沖波。
結(jié)果，以不輸出的第一脈沖，可以將來自開關(guān)的泄漏減少到零。只要與 短脈沖波的周期比較，第一脈沖的輸出周期為充分地短的，為此甚至就可以 通過便宜的、隔離作用不太高的開關(guān)的使用來減少平均泄漏量。因而，總體 上可以將近程雷達(dá)的發(fā)射功率密度抑制在頻譜屏蔽的、指定的范圍內(nèi)。
還有，在設(shè)置以滿足在第一脈沖的寬度Tc、第二脈沖的寬度Tp和開關(guān) 隔離I之間的關(guān)系(Tc/Tp) 2 < I的近程雷達(dá)的情況下，可以將平均泄漏量 抑制到不多于在與第二脈沖的同步中輸出的短脈沖波的功率。
在近程雷達(dá)(其以在諸如將被發(fā)射到空間中的短脈沖波的頻譜的、整個 的主瓣包括在24. 0至29. OGHz的范圍內(nèi)的方式中設(shè)置的振蕩器的振蕩頻率和 第二脈沖的寬度)的情況下，可以更加肯定地防止到RR禁止的波段和SRD波 段的無線電波的發(fā)射。
還有，可以由空腔圍繞天線元件并具有在23. 6至24. OGHz的范圍中的、 空腔的諧振頻率，來構(gòu)成發(fā)送天線。因而，可以通過減少在所述波段中的增 益，來實現(xiàn)對UWB的近程雷達(dá)及其控制方法，其可以更加肯定地防止到RR禁 止的波段和SRD波段的無線電波的發(fā)射。


圖1為根據(jù)本發(fā)明的第一實施例，展示近程雷達(dá)的一般配置及其控制方 法的框圖。
圖2為根據(jù)本發(fā)明的第一實施例，用于解釋近程雷達(dá)的、固有的部分及 其控制方法的搡作的時序圖。
圖3A為根據(jù)本發(fā)明的第一實施例，展示近程雷達(dá)的、固有的部分的一般 配置及其控制方法的電路圖。
圖3B為根據(jù)本發(fā)明的第一實施例，展示近程雷達(dá)的、固有的部分的一般 配置及其控制方法的電路圖。
圖4A為根據(jù)本發(fā)明的第一實施例，展示脈沖調(diào)制波的信號波形，用于解 釋近程雷達(dá)的、固有的部分及其控制方法的操作的圖。
圖4B為根據(jù)本發(fā)明的第一實施例，展示脈沖調(diào)制波的頻譜，用于解釋近 程雷達(dá)的、固有的部分及其控制方法的操作的圖。
圖5A為根據(jù)本發(fā)明的第一實施例，展示脈沖調(diào)制波的功率波形，用于解 釋近程雷達(dá)的、固有的部分及其控制方法的操作的圖。
圖5B為根據(jù)本發(fā)明的第一實施例，展示脈沖調(diào)制波的功率語，用于解釋 近程雷達(dá)的、固有的部分及其控制方法的操作的圖。
圖6A為根據(jù)本發(fā)明的第一實施例，展示短脈沖波的功率波形，用于解釋 近程雷達(dá)的、固有的部分及其控制方法的操作的圖。
圖6B為根據(jù)本發(fā)明的第一實施例，展示短脈沖波的功率讒，用于解釋近 程雷達(dá)的、固有的部分及其控制方法的操作的圖。
圖7為根據(jù)本發(fā)明的第一實施例，展示在開關(guān)隔離、第一脈沖的時間寬 度和載波泄漏的增加之中的關(guān)系，用于解釋近程雷達(dá)的、固有的部分及其控 制方法的操作的圖。
圖8為根據(jù)本發(fā)明的第一實施例，展示在短脈沖波的頻譜和可應(yīng)用于UWB 的、指定的頻譜屏蔽之間的關(guān)系，用于解釋近程雷達(dá)的、固有的部分及其控
制方法的操作的圖。
圖9為根據(jù)本發(fā)明的第一實施例，用于解釋近程雷達(dá)的、固有的部分及
其控制方法的操作的波段調(diào)節(jié)濾波器(BRF)的特性圖。
圖10為根據(jù)本發(fā)明的第一實施例，用于解釋近程雷達(dá)的、固有的部分的 配置及其控制方法的發(fā)送天線的透視圖。
圖11為根據(jù)本發(fā)明的第一實施例，用于解釋近程雷達(dá)的、固有的部分的 配置及其控制方法的發(fā)送天線的正視圖。
圖12為根據(jù)本發(fā)明的第一實施例，用于解釋近程雷達(dá)的、固有的部分的 配置及其控制方法的發(fā)送天線的后視圖。
圖13為根據(jù)本發(fā)明的第一實施例，用于解釋近程雷達(dá)的、固有的部分的 配置及其控制方法的在圖11內(nèi)的線13-13中取的截面圖。
圖14為根據(jù)本發(fā)明的第一實施例，用于解釋近程雷達(dá)的、固有的部分的 配置及其控制方法的在圖11內(nèi)的線14-14中取的截面圖。
圖15為根據(jù)本發(fā)明的第一實施例，用于解釋近程雷達(dá)的、固有的部分的 配置及其控制方法的陣列式發(fā)送天線的俯視圖。
圖16為根據(jù)本發(fā)明的第一實施例，以即便有也歸因于在發(fā)送天線上形成 的空腔的諧振的增益減少區(qū)，用于解釋近程雷達(dá)的、固有的部分的配置及其 控制方法的特性圖。
圖17為根據(jù)本發(fā)明的第一實施例，用于解釋近程雷達(dá)的、固有的部分的 配置及其控制方法的電路圖。
圖18為根據(jù)本發(fā)明的第一實施例，用于解釋近程雷達(dá)的、固有的部分的 配置及其控制方法的波形圖。
圖19為根據(jù)本發(fā)明的第一實施例，用于解釋近程雷達(dá)的、固有的部分的 配置及其控制方法的電路圖。
圖20A為根據(jù)本發(fā)明的第二實施例，展示近程雷達(dá)的一般配置及其控制 方法的框圖。
圖20B為根據(jù)本發(fā)明的第三實施例，展示近程雷達(dá)的一般配置及其控制 方法的框圖。
圖20C為根據(jù)本發(fā)明的第三實施例，展示近程雷達(dá)的、固有的部分的配 置及其控制方法的框圖。
圖21為根據(jù)本發(fā)明的第三實施例，用于解釋近程雷達(dá)的、固有的部分及
其控制方法的操作的時序圖。
圖22為根據(jù)本發(fā)明的第四實施例，展示近程雷達(dá)的一般配置及其控制方 法的框圖。
圖23為根據(jù)本發(fā)明的第四實施例，用于解釋近程雷達(dá)的、固有的部分及
其控制方法的操作的時序圖。
圖24為根據(jù)現(xiàn)有的技術(shù)領(lǐng)域，展示近程雷達(dá)的一般配置的框圖。 圖25為根據(jù)現(xiàn)有的技術(shù)領(lǐng)域，用于解釋近程雷達(dá)的操作的、短脈沖波的 頻諳圖。
圖26為根據(jù)現(xiàn)有的技術(shù)領(lǐng)域，用于解釋近程雷達(dá)的操作的、根據(jù)FCC 建議用于UWB近程雷達(dá)的頻語屏蔽圖。
具體實施例方式
下面將參考圖來解釋本發(fā)明的實施例。 (第一實施例)
圖1為根據(jù)本發(fā)明的第一實施例，展示近程雷達(dá)的一般配置及其控制方 法的框圖。
根據(jù)本發(fā)明的近程雷達(dá)20主要包括發(fā)送單元21，其將預(yù)定的短脈沖 波Pt從發(fā)送天線22發(fā)射到空間1中；接收單元40，其執(zhí)行接收來自存在于 空間1中的物體la的反射波Pr的過程；和信號處理單元61,其執(zhí)行基于來 自接收單元40的輸出信號來分析物體la的過程，其中發(fā)送單元21包括第 一脈沖產(chǎn)生單元23，其在預(yù)定的周期Tg中，輸出具有比短脈沖波Pt的寬度 更長的寬度Tc的第一脈沖Pl;第二脈沖產(chǎn)生單元24，其在從當(dāng)?shù)谝幻}沖產(chǎn) 生單元23開始輸出第一脈沖P1時的時間點經(jīng)過預(yù)定的時間Ts的時刻并在其 輸出周期期間，輸出具有相應(yīng)于短脈沖波Pt的寬度的寬度的第二脈沖P2; 振蕩器25 ，其只在當(dāng)?shù)?一脈沖產(chǎn)生單元2 3輸出第 一脈沖Pl時的周期期間， 振蕩并輸出在短脈沖波Pt的頻波段中的信號；和開關(guān)26,其只在當(dāng)?shù)诙} 沖產(chǎn)生單元24輸出第二脈沖P2時的周期期間，其接收來自振蕩器25的輸出 信號U，并導(dǎo)通所述開關(guān)來傳遞來自振蕩器25的輸出信號U，并且將來自開 關(guān)26的輸出信號V (包括U，)作為預(yù)定的短脈沖波Pt發(fā)射到空間中。
還有，根據(jù)本發(fā)明來控制近程雷達(dá)的方法主要包括準(zhǔn)備具有發(fā)送天線 22的發(fā)送單元21、接收單元40和信號處理單元61的步驟；使用發(fā)送單元
21，來將預(yù)定的短脈沖波Pt從天線22發(fā)射到空間1中的步驟；執(zhí)行使用接 收單元40，來接收來自存在于空間1中的物體la的反射波Pr的過程的步驟； 以及執(zhí)行基于來自接收單元40的輸出信號，使用信號處理單元61,來分析 物體la的過程的步驟，其中將預(yù)定的短脈沖波Pt發(fā)射到空間1中的步驟包 括準(zhǔn)備第一脈沖產(chǎn)生單元23、第二脈沖產(chǎn)生單元24、振蕩器25和開關(guān)26 的步驟；在預(yù)定的周期Tg中，使用第一脈沖產(chǎn)生單元23來輸出具有比短脈 沖Pt的寬度更長的寬度Tc的第一脈沖Pl;在從當(dāng)?shù)谝幻}沖產(chǎn)生單元23開 始輸出第一脈沖Pl時的時間點經(jīng)過預(yù)定的時間Ts的時刻并在其輸出周期期 間，使用第二脈沖產(chǎn)生單元24，來輸出具有相應(yīng)于短脈沖波Pt的寬度的寬 度的第二脈沖P2的步驟；只在當(dāng)?shù)谝幻}沖產(chǎn)生單元23輸出第一脈沖Pl時的 周期期間，導(dǎo)致振蕩器25被振蕩并輸出在短脈沖波Pt的頻波段中的信號的 步驟；就來自振蕩器25的輸出信號U的接收而言，來導(dǎo)通第二脈沖產(chǎn)生單元 24，并只在第二脈沖P2的輸出周期期間使用開關(guān)26，來傳遞來自振蕩器25 的輸出信號U的步驟；以及將來自開關(guān)26的輸出信號V (包括U，)作為預(yù)定 的短脈沖波Pt發(fā)射到空間1中的步驟。
明確地說，如圖1中所示，由發(fā)送單元21、接收單元40、 4莫/數(shù)(A/D) 轉(zhuǎn)換器60、信號處理單元61和控制單元62來配置近程雷達(dá)20。
如圖2的(a)中所示，每次(上升定時)發(fā)送單元21接收在預(yù)定的周 期Tg (例如，l微妙)中從稍后描述的控制單元62輸出的發(fā)送觸發(fā)信號G， 所述發(fā)送單元21產(chǎn)生具有預(yù)定的頻率fc (例如，26GHz)的、以預(yù)定的寬度 Tp的短脈沖波(突發(fā)波)Pt,并將其從發(fā)送天線22發(fā)射到空間1中。
如圖l中所示，除了發(fā)送天線22,所述發(fā)送單元21還具有第一脈沖產(chǎn) 生單元23、第二脈沖產(chǎn)生單元24、振蕩器25、開關(guān)26、功率放大器30和起 帶阻濾波器作用的波段調(diào)節(jié)濾波器(BRF) 31。
如圖2的(b)中所示，第一脈沖產(chǎn)生單元23在周期Tg中產(chǎn)生并輸出具 有比將被發(fā)射到空間1的短脈沖波Pt的寬度Tp更長的寬度Tc (假設(shè)其為高 電平的時間寬度)的第一脈沖P1。
將所述時間寬度Tc設(shè)置到不小于時間Ts和要求來穩(wěn)定振蕩器25的輸出 信號的振幅和頻率的寬度Tp的和，并充分地短于周期Tg的值(例如，幾納 秒至幾十納秒)。
還有，如圖2中所示，在當(dāng)從第一脈沖產(chǎn)生單元23輸出第一脈沖P1時
的周期期間并就從當(dāng)?shù)谝幻}沖Pl開始輸出時的時間點經(jīng)過預(yù)定的時間(振蕩
穩(wěn)定時間)Ts的時刻，第二脈沖產(chǎn)生單元24產(chǎn)生并輸出具有寬度Tp (假設(shè) 其為高電平時間寬度)的第二脈沖P2。
附帶地，此處將參考其中脈沖Pl和P2為高電平脈沖的情況來做解釋。 不過，脈沖中的每一個可以為低電平的脈沖。
如圖2的(d)中所示，振蕩器25只在當(dāng)?shù)谝幻}沖產(chǎn)生單元23輸出第一 脈沖Pl時的周期期間，振蕩并輸出在將被發(fā)射到空間1中的短脈沖波Pt的 頻率fc處的突發(fā)載波信號U。
雖然將振蕩器25修改來將其各種地配置，但是考慮到上面描述的UWB 頻率分配，振蕩器25要求高頻穩(wěn)定性，并且為此，要求振蕩器25具有高Q 的諧振器。
例如，由放大器25a、諧振器25b、反饋電路25c和振蕩控制開關(guān)25d 來配置在圖3A中展示的振蕩器25，其中對第一脈沖Pl的輸入周期，將插入 在信號線和地之間的開關(guān)25d截止，由此來取得振蕩態(tài)。
還有，如在圖3B中展示的振蕩器25中這樣，對第一脈沖Pl的輸入周期， 可以通過導(dǎo)通插入在放大器25a的電源線中的開關(guān)25d，來實現(xiàn)振蕩態(tài)。
由諧振器25b的Q的大小來確定具有上述的配置的振蕩器25的頻率穩(wěn)定 性，并且諧振器25b的值Q越大，上升時間，即，在開始如圖2的(d)中所 示的振蕩操作之后直到將信號U的振幅和頻率穩(wěn)定的時間Ts就越長。
只要時間Tc充分地短于周期Tg,甚至當(dāng)如上所述使用隔離作用不特別 強(qiáng)的開關(guān)26時，仍可以忽略泄漏的效應(yīng)，并且為此，可以將具有對上面描述 的UWB近程雷達(dá)要求的規(guī)格的頻語屏蔽與便宜的電路配置接合。
在當(dāng)接收從振蕩器25輸出的突發(fā)載波信號U，并從第二脈沖產(chǎn)生單元24 輸出第二脈沖信號P2時的周期期間，將開關(guān)26維持在信號傳遞模式(導(dǎo)通 狀態(tài))中，并且在剩余的周期期間，將開關(guān)26維持在信號阻塞模式(截止?fàn)?態(tài))中。
為此，如圖2的(e)中所示，對照在當(dāng)振蕩器25振蕩時的周期Tc期間 輸出的突發(fā)載波信號U，從開關(guān)26輸出的信號V容納在開關(guān)26的截止?fàn)顟B(tài) 期間產(chǎn)生的泄漏分量Lc和在開關(guān)26的導(dǎo)通狀態(tài)期間傳遞的信號U'。因而， 在當(dāng)振蕩器2 5不在振蕩操作中時的周期期間，輸出信號分量理論上為零。
由功率放大器30來放大來自開關(guān)26的輸出信號V，并且由BRF 31移除
其不必要的波段分量，將所述輸出信號V供應(yīng)到發(fā)送天線22，而將短脈沖波
Pt從所述發(fā)送天線22發(fā)射到空間1中。
如上所述，所述發(fā)送單元21以第一脈沖Pl來使振蕩器25振蕩，并且在 輸出信號U的振幅和頻率的穩(wěn)定之后，將開關(guān)26導(dǎo)通時間Tp并輸出短脈沖 波Pt。
為此，根據(jù)使用根據(jù)本發(fā)明的近程雷達(dá)及其控制方法的第一實施例，與 其中通過以開關(guān)來導(dǎo)通/截止連續(xù)波以輸出短脈沖波Pt的、傳統(tǒng)的近程雷達(dá) 的配置比較，可以將泄漏分量的平均功率等效地減少到Tc/Tg，以致于可以 不使用隔離作用特別強(qiáng)的任何開關(guān)，來滿足對UWB近程雷達(dá)的、指定的頻譜 屏蔽的要求。
其次，將討論在第一脈沖的時間寬度Tc、第二脈沖的時間寬度Tp和開 關(guān)26的隔離之中的關(guān)系。
如圖4A中所示，使由具有頻率fc的、以時間寬度T的連續(xù)波的脈沖調(diào) 制獲得的信號波形s ( t )經(jīng)歷傅立葉變換。然后，如圖4B中所示，獲得sine 函數(shù)(sin x/x)的頻鐠S (f )。
由下列的方程表達(dá)所述頻譜S (f ):
S (f ) " (Sp) -(sin[兀T (f-fc) ]}/ [兀T (f-fc)] 其中Sp表明頻語的泄漏功率。
還有，圖5A展示在時域中的功率波形p(t),并且圖SB展示其功率譜。
根據(jù)Parseval定理，在時域中的總功率等于在頻域中的總功率，并且為 此，下列的方程保持
Jls(t) |2dt = Jls(f) |2df 其中符號J表明對-oQ至+oo的時間t或頻率f的積分。
上述的方程的左側(cè)表示電壓的平方的積分，并且從圖5A將功率給定為 Pp.T。因而，
"s(t) lMt = Pp-T
還有，將在右側(cè)上的sine函數(shù)的平方的常數(shù)積分表達(dá)為 Jls(f) |2df = Sp/T 通過使用公式_[[sin2x/x2]dx =兀
從前面的表述，獲得下列的關(guān)系 Sp = Pp-T2
從此，理解的是與脈沖寬度T的平方成比例地增加頻鐠泄漏。
其次，如圖6A中所示，考慮將其中具有時間寬度Tp的、功率Pp的載波 信號U，的信號V重疊在只在時間寬度Tc期間存在的功率Pc的載波泄漏上。
在所述情況下，功率比Pp/Pc表示開關(guān)26的隔離I。
載波信號U，的總功率和載波泄漏Lc分別為Pp.Tp和Pc.Tc。為此，使用 上述的方程，可以將等效的頻語泄漏Sp和Sc表達(dá)如下
Sp = Pp-Tp2
Sc = Pc-Tc2
在上面做的討論中，彼此分離地確定等效的頻傳泄漏Sp和Sc。
然而，事實上如圖6B中所示，來自表示等效的頻語泄漏Sp和Sc的總數(shù) 的、整個的頻率泄漏Sp的增量AS為重要的。
圖7為展示以被改變1納秒的脈沖寬度Tp的載波泄漏時間Tc和開關(guān)26 的隔離I,來確定增量AS的結(jié)果的圖形。
假設(shè)增量AS的上限為3分貝。在其中使用具有20分貝(在功率比中為 IOO倍)的隔離I的開關(guān)的情況下，從圖7理解的是可以對不大于IO納秒的 Tc將增量AS減少到3分貝或更小。
還有，與其中開始振蕩操作并以i納秒的脈沖寬度Tp來穩(wěn)定振蕩操作的
情況比較，通過在脈沖寬度中大10倍的IO納秒開始震蕩操作的、不小于l 納秒的穩(wěn)定時間的提供，技術(shù)上為更加容易的，并且為此，可以由便宜的配 置來實現(xiàn)振蕩器25。
將增量AS的上限3分貝與等效的傳峰Sp和Sc彼此相等的情況關(guān)聯(lián)。
為此，通過確定第二脈沖P2的時間寬度Tc來保持關(guān)系
Pc.Tc2 ^ Pp'Tp2
(Tc/Tp)2 ^ Pp/Pc = I 可以將歸因于泄漏分量的增量AS抑制到3分貝或更小。
附帶地，在同時達(dá)到在第一脈沖Pl的下降定時(結(jié)束振蕩操作的定時) 和第二脈沖P2的下降定時(截止開關(guān)26的定時)之間的符合的時候，可以 通過設(shè)置第一脈沖P1的時間寬度Tc等于要求的最小值Ts + Tp來最小化泄 漏分量。
如上所述，在從由第一脈沖Pl使其振蕩的振蕩器25輸出在振幅和頻率 中穩(wěn)定的信號的情況下，通過對時間長度Tp響應(yīng)于第二脈沖P2以導(dǎo)通開關(guān)
26，來修改根據(jù)第一實施例的近程雷達(dá)的發(fā)送單元21以輸出短脈沖波。
為此，以根據(jù)第一實施例的近程雷達(dá)的發(fā)送單元21，在第一脈沖P1的、 不輸出的周期期間，可以將來自開關(guān)26的載波泄漏完全地維持在零處。結(jié)果， 只要相對于第一脈沖Pl的輸出周期Tc來說短脈沖波Pt的周期Tg為充分地 短的，甚至通過使用隔離作用低的、便宜的開關(guān)26就可以減少載波泄漏的平 均功率。
因而，例如，如圖8中所示，根據(jù)本發(fā)明的第一實施例，可以將來自開 關(guān)26的輸出信號V的頻語Sx抑制在要求上面描述的UWB近程雷達(dá)的、指定 的頻語屏蔽的范圍之內(nèi)。為此，在遵照指定的頻譜屏蔽的時候，可以實現(xiàn)近 程雷達(dá)及其控制方法，而其防止與RR禁止的波段和SRD波段的干擾。
結(jié)果j艮據(jù)第一實施例的近程雷達(dá)的發(fā)送單元21可以最有效地在指定的 功率范圍之內(nèi)，使用因而由泄漏頻率來大大地限制的、短脈沖波Pt的發(fā)射功 率電平。
還有，在使用根據(jù)本發(fā)明的近程雷達(dá)及其控制方法的第一實施例中，可 以減少載波泄漏的平均功率，并且可以將短脈沖波Pt的主瓣布置在任意的 UWB波段中，并且為此，防止實質(zhì)上整個的主瓣被與RR禁止的波段重疊作為一個標(biāo)準(zhǔn)，可以將短脈沖波Pt的實質(zhì)上整個的主瓣基于從頻譜Sx 的峰到-20分貝的范圍。
在過程中峰為-41. 3 dBm/Mhz的情況下，短脈沖波Pt的主瓣的、更低的 側(cè)的電平總是等于在RR禁止的波段中指定的電平-61. 3分貝/兆赫或更小， 并且滿足指定的頻語屏蔽。
然而，在于RR禁止的波段內(nèi)短脈沖波Pt的旁瓣電平比-61. 3分貝/兆赫 更高的情況下，要求短脈沖波Pt的旁瓣電平由稍后描述的發(fā)送天線22或BRF 31的凹槽函數(shù)，來將其衰減到在RR禁止的波段中不超過-61. 3分貝/兆赫。
在由功率放大器30將來自開關(guān)26的輸出信號V放大到指定的功率之后， 將來自開關(guān)26的輸出信號V經(jīng)由BRF 31供應(yīng)到發(fā)送天線22，并將其作為短 脈沖波Pt從發(fā)送天線22發(fā)射到空間1中以被探測。
例如，如圖9中所示，對照23, 6至24GHz的RR禁止的波段，BRF 31為 具有大的衰減特性的凹槽濾波器，由此進(jìn)一步地減少到RR禁止的波段的發(fā)射 電平。
附帶地，修改功率放大器30的增益來由稍后描述的控制單元62將其改
變。
要求將短脈沖波Pt發(fā)射到空間1中的發(fā)送天線22具有寬波段特性，以 將UWB短脈沖波Pt有效地發(fā)射到空間中。
根據(jù)第一實施例的近程雷達(dá)使用作為在冊B寬波段中可用的天線的、具 有螺旋元件的圓極化天線。
當(dāng)然，可以使用有蝶形天線等作為元件的線性極化天線，來代替使用螺 旋元件的圓極化天線。
圖10至14展示發(fā)送天線22的基本結(jié)構(gòu)。
例如，發(fā)送天線22包括電介質(zhì)基片，其具有1. 2毫米的厚度和低的介 電常數(shù)(大約3. 5);地平面導(dǎo)體122,將其布置在電介質(zhì)基片121的一個表 面(在圖10和11中的后表面)上；非平衡天線元件123,其采用形成為在 電介質(zhì)基片121的相反的表面(在圖lO和ll中的正表面)上的圖案的順時 針矩形螺旋的形式；和饋電引腳125,將其端連接到在螺旋的中心附近的天 線元件123的端(饋電點)，并將其經(jīng)由地平面導(dǎo)體122的孔122a、沿著電 介質(zhì)基片121的厚度傳遞。
通過從功率饋電引腳125的另一端，經(jīng)由諸如同軸電纜、作為接地線的 地平面導(dǎo)體122的共面線或稍后描述的微波段線這樣的非平衡饋電線饋送， 可以從天線元件123發(fā)射左手圓極化無線電波。
然而，在具有所述結(jié)構(gòu)的天線中，可以激發(fā)沿著電介質(zhì)基片121的表面 的表面波，并且歸因于表面波的效應(yīng)而不能獲得期望的特性。
在所述》見點中，如圖13和14中所示，以將所述金屬柱130的一端連接 到地平面導(dǎo)體122,并將另一端經(jīng)由電介質(zhì)基片121延伸到電介質(zhì)基片121 的另一表面的引腳的形式，以根據(jù)第一實施例的發(fā)送天線22，將多個金屬柱 130布置在所述位置以便圍繞天線元件123的、預(yù)定的間隔處，由此組成空 腔結(jié)構(gòu)。進(jìn)一步地，從而將金屬柱130的另一端沿著將其布置在電介質(zhì)表面 121的另一表面上的方向短路，而同時布置傳導(dǎo)邊緣132來從以每一金屬柱 130的連接點向天線元件123延伸預(yù)定的距離，由此抑制表面波。
假設(shè)傳導(dǎo)邊緣132從空腔的內(nèi)壁向內(nèi)延伸的距離指定為U。
邊緣寬度U相應(yīng)于在空腔中的無線電波的傳播波長的幾部分中的一個。
在所述情況下，例如，通過在經(jīng)由電介質(zhì)基片121形成的多個孔的內(nèi)壁 上電鍍(通孔電鍍)，來實現(xiàn)多個的金屬柱130。
由螺旋來激發(fā)具有所述傳導(dǎo)邊緣132的空腔，以至于抑制表面波，并且 可以荻得具有在寬波段上的對稱性中為高的方向性的圓極化天線。
還可以通過以諸如蝶形天線這樣的線性極化天線元件來激發(fā)空腔，以獲 得具有相似于圓極化天線的寬波段特性并抑制表面波的線性極化天線。
對各種UWB通信系統(tǒng)，可以獨立地使用在圖10中展示的發(fā)送天線22。 在就UWB近程雷達(dá)所要求的增益而言在圖10中展示的發(fā)送天線22為自
身不足的情況下，或者要求減少波束的情況下，可以將發(fā)送天線22形成為陣列。
還有，在其中將圓極化天線形成為陣列的情況下，可以采用連續(xù)的旋轉(zhuǎn) 陣列，而可以由其來抑制交叉極化波，并且總體上可以改進(jìn)天線的極化特性。
如在下面描述的非專利文檔3中公開的這樣，連續(xù)的旋轉(zhuǎn)陣列為以布置 在相同的平面上的、相同的N個天線元件的陣列天線，其中在發(fā)射的方向中 的軸的周圍被旋轉(zhuǎn)p'兀/N弧度的位置處，連續(xù)地布置每一天線元件，而同時 與其布置的角度相一致，將到每一天線元件的功率饋電的相位移動P'兀/N弧 度，其中P為不小于1但不大于N-1的整數(shù)。
通過采用在非專利文檔3: T. Teshirogi等,"Wideband Circularly Polarized Array Antenna with Sequential Rotation and Phase Shift of Elements", ISAP-85， 024-3， 117至120頁，1985年中公開的結(jié)構(gòu)，抵銷交 叉極化分量，并且甚至在其中每一天線元件具有圓極化波的、不完全的極化 特性(即是，橢圓極化波)的情況下，總體上對于天線可以獲得實質(zhì)上完全 的圓極化特性。
圖15展示基于上面描述的原理、在陣列中形成的發(fā)送天線22的配置。 所述發(fā)送天線22包括在縱向矩形的共電介質(zhì)基片121'和未展示的地平 面導(dǎo)體上形成的、兩列和四級的陣列中的天線元件123。
還有，在天線22的地平面導(dǎo)體側(cè)上形成將激發(fā)信號分布地饋送到多個天 線元件的饋電單元(未展示)。
以如在圖10的情況下這樣的右手矩形螺旋的形式，以在兩列和四級中的 八個天線元件123 ( 1 )至123 ( 8 )來形成電介質(zhì)基片121'的表面。
還有， 一方面天線元件123 (1)至123 (8)每一個都由多個金屬柱130 (以被連接到地平面導(dǎo)體的其每一端來布置金屬柱130 )形成的空腔來圍繞， 而另一方面由傳導(dǎo)邊緣132'(將所述傳導(dǎo)邊緣132，從每一金屬柱130的連
接點向每一天線元件123延伸預(yù)定的距離(相應(yīng)于上面描述的邊緣寬度LJ) 來沿著其布置的方向連接金屬柱130的另一端。這樣，抑制每一天線元件的
表面波的產(chǎn)生。
可以考慮上面描述的發(fā)送天線22由配備有傳導(dǎo)邊緣132，和歸因于在電 介質(zhì)基片121'上的金屬柱130的空腔陣列的諧振器來配置，而由圓極化天 線元件來激發(fā)所述諧振器。
諧振器具有諧振頻率，而在所述諧振頻率處天線的輸入阻抗為大的，以 致于發(fā)送天線22未能發(fā)射任何信號。
在所述情況下，由圓極化天線元件和諧振器的結(jié)構(gòu)參數(shù)來確定諧振頻率。
結(jié)果，具有上述的配置的發(fā)送天線22的天線增益的頻率特性發(fā)展急劇下 降到諧振頻率的附近中的深槽。
例如，通過設(shè)置與RR禁止的波段(23. 6至24. OGHz )相符的所述諧振頻 率，可以通過使用發(fā)送天線22，顯著地減少近程雷達(dá)發(fā)射的短脈沖波Pt與 衛(wèi)星地球探測業(yè)務(wù)(EESS)的干擾。
在所述點的考慮中，圖16展示試驗生產(chǎn)具有在圖l5中展示的配置的發(fā) 送天線22,并測量發(fā)送天線22的主極化波的右手圓極化(RHCP )分量和交 叉極化波的左手圓極化(LHCP)分量的增益的頻率特性的結(jié)果。
從在圖16中展示的實例，理解的是主極化波分量具有在24. 5至31GHz 的范圍之上的、不小于13分貝的增益，并且在RR禁止的波段中產(chǎn)生以從峰 值電平的大約20分貝的下降的、急劇的凹槽。
可以容易地交付產(chǎn)生所述凹槽的頻率，通過適當(dāng)?shù)剡x^r諧振器和/或螺旋 天線的結(jié)構(gòu)參數(shù)來與RR禁止的波段相符。
為此，通過設(shè)置與RR禁止的波段相符的凹槽頻率，與上面描述的載波泄 漏減少技術(shù)協(xié)作，可以將對RR禁止的波段的無線電波發(fā)射的電平容易地減少 至少20分貝。因而，可以滿足與上面描述的FCC的建議相一致的、新的頻譜 屏蔽。
可以不用BRF 31來將其實現(xiàn)，并且為此，不要求安裝BRF 31的空間， 由此不產(chǎn)生由BRF 31所導(dǎo)致的插入損失這樣的優(yōu)勢。
在空間1中，從物體2反射從具有所述配置的發(fā)送天線22發(fā)射到空間1 中的短脈沖波Pt，并由接收單元40的接收天線41來接收由此造成的發(fā)射波 Pr。
所述接收天線41可以具有與發(fā)送天線22這樣相同的配置。 所述性質(zhì)，并且為此，通過設(shè)置在與發(fā)送天線的圓形旋轉(zhuǎn)相反的方向中的、
接收天線41的圓形旋轉(zhuǎn)，對于初級反射分量(更加嚴(yán)格地，奇數(shù)的反射分量) 的、改進(jìn)的選擇性，可以抑制在接收天線41處的次級反射分量(或更加嚴(yán)格 地，偶數(shù)的反射分量)。因而，可以減少在接收天線41處由次級反射產(chǎn)生的、
錯誤的回波。
在由低噪聲放大器(LNA) 42放大之后，由具有大概2GHz的波段寬度的 波段通濾波器(BPF) 43,來將從接收天線41 (其已接收反射波Pr)輸出的 接收信號R限制在波段中。
附帶地，可以由控制單元62來改變LNA 42的增益。
將被限制在波段中的接收信號R，輸入到檢測電路44，并由檢測電路44 來檢測所述接收信號R'。
雖然各種類型的檢測電路包括正交解調(diào)器類型，但是假設(shè)檢測電路44
為平方檢測類型，而下面解釋所述平方檢測類型的實例。
明確地說，平方檢測類型的檢測電路44包括發(fā)散電路45,其將從BPF 43輸出的接收信號R'發(fā)散為在相同的相位(0度)中的信號V1和V2的對； 線性乘法器46，其將已將接收信號R'發(fā)散為的、相同相位的信號V1和V2 的對相乘；和低通濾波器(LPF) 47,其從線性乘法器46的輸出信號提取基 波分量W (=1, Q)。
雖然幾種類型的線性乘法器包括使用雙平衡混頻器的 一種，但是假設(shè)線 性乘法器46為使用高速操作的Gilbert混頻器來配置的類型。
如圖17中所示，Gilbert混頻器具有三個差分放大器46a、 46b和46c。
為包括晶體管Q1、 Q2、發(fā)射器電阻R1、 R2和恒流源I的第一差分放大 器46a,差分地供應(yīng)信號VI和V2的對的第一信號VI。
還有，為包括被連接到第一差分放大器46a的負(fù)載側(cè)的晶體管Q3、 Q4 和晶體管Q5和Q6的第二和第三差分放大器46b和46c，供應(yīng)信號VI和V2 的對的第二信號V2。
結(jié)果，只從被連接到第二和第三差分放大器46b和46c的每一負(fù)載側(cè)的 負(fù)載電阻器R3和R4,輸出等于第一信號VI和第二信號V2的乘積VlxV2或-(VlxV2)的信號分量。
附帶地，在圖17中，Vbl、 Vb2和Vb3分別指定為第一、第二和第三差 分放大器46a、 46b和46c供應(yīng)的偏置電源。
當(dāng)將如在圖18的(a)中所示的突發(fā)形式中的、如相同的相位中的信號 VI和V2的對這樣的正弦信號R' ( t )施加到所述線性乘法器46時，如圖18 的(b)中所示，其輸出信號將波形R， (t)2假設(shè)為輸入信號R， (t)的平方， 并且其包絡(luò)(基波)W成比例于輸入信號R， (t)的功率。
可以在單片微波集成電路(固IC)的非常緊湊的形式中，配置補(bǔ)充以上 面描述的多個差分放大器形成的Gilbert混頻器的線性乘法器46。進(jìn)一步地， 不要求供應(yīng)本地信號，并且為此，功率消耗為有利地小的。
將從檢測電路44獲得的基波信號W輸入到采樣保持電路48。
以在圖19中展示的其原理，這樣配置采樣保持電路48,以致于將基波 信號W經(jīng)由開關(guān)48c輸入到包括電阻器48a和電容器48b的集成電路。只要 將來自脈沖發(fā)生器49的脈沖信號P3維持在高電平(或低電平)處，就閉合 開關(guān)48c并且求基波信號W的積分，而當(dāng)脈沖信號P3下降到低電平時斷開開 關(guān)48c并且保持積分結(jié)果。
每次在從控制單元62接收發(fā)送觸發(fā)信號G之后，接收觸發(fā)信號G'輸出 至少時間Ts,脈沖發(fā)生器49產(chǎn)生預(yù)定的寬度Td的脈沖信號P3,并將其輸出 到采樣保持電路48。
為此，所述接收單元40執(zhí)行包括檢測在從接收觸發(fā)信號G'的接收的時 間經(jīng)過預(yù)定的時間T3之前接收的反射波Pr的過程的接收過程。
附帶地，雖然未展示，但是可以由控制單元62來改變脈沖信號P3的寬度。
在立即跟隨其保持，由A/D轉(zhuǎn)換器60將由采樣保持電路48積分并保持 的信號H轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號之后，將由采樣保持電路48積分并保持的信號H輸 入到信號處理單元61。
基于由接收單元40獲得的信號H，信號處理單元61分析存在于空間1 中的物體la，并將分析結(jié)果通知到未展示的輸出器件(諸如顯示器或聲音發(fā) 生器這樣的)，而同時通知控制操作所需的信息的控制單元62。
與對近程雷達(dá)20的、預(yù)定的進(jìn)度表或信號處理單元61的處理結(jié)果相一 致，控制單元62在發(fā)送單元21和接收單元40中的至少一個上，實行各種控 制操作(在觸發(fā)信號G、 G，等之間的延遲時間的、可變的控制)，并且因而
導(dǎo)致近程雷達(dá)調(diào)查在期望的范圍中的區(qū)域。
附帶地，如圖3中所示，在發(fā)送單元21的振蕩器25中，在放大器25a 的輸入側(cè)和接地線之間閉合開關(guān)電路25d，來防止正反饋(停止振蕩)。
如可替換的方法這樣，將開關(guān)電路25d修改來將其在放大器25a的輸出 側(cè)和接地線，即是，諧振器25b的兩端之間閉合，以由此停止振蕩。
還有，雖然用于振蕩器25的諧振器25b不必要為LC類型，但是可以由 發(fā)送路徑類型(諸如A /4類型這樣的)來配置諧振器25b。 (第二實施例)
圖20A為展示使用根據(jù)本發(fā)明的近程雷達(dá)及其控制方法的第二實施例的 一般配置的框圖。
附帶地，在圖20A中，由相同的參考數(shù)字來分別指定與根據(jù)上面描述的、 在圖1中展示的第一實施例的近程雷達(dá)的部分相似地配置的部分，并不再描 述。
根據(jù)上面描述的第 一 實施例，采用不要求本地信號的平方檢測類型的線 性乘法器46，來作為接收單元40的檢測電路44。相反地，根據(jù)第二實施例， 采用要求本地信號的正交解調(diào)類型的正交解調(diào)器51，來作為接收單元40的 才全測電3各44。
正交解調(diào)類型的所述正交解調(diào)器51的使用要求在頻率中等于接收信號 的本地信號，并且可以將從發(fā)送單元21的振蕩器25輸出的突發(fā)載波U用作 為所述本地信號。
然而，如上所述，不能很大地延長突發(fā)載波U的輸出周期Tc,以便抑制 載波泄漏的平均功率。
然而，除非近程雷達(dá)的探測范圍不是非常長的，仍然可以使用正交解調(diào) 類型的檢測方法，而所述檢測方法使用從發(fā)送單元21的振蕩器25輸出的突 發(fā)載波U作為本地信號。
為此，第二實施例為可應(yīng)用于其中近程雷達(dá)的探測范圍不是非常長的情 況，并具有以簡單的配置可以實現(xiàn)的特征。
附帶地，由于可以在諸如省略在稍后描述的第三實施例內(nèi)的、在圖20B 和20C中展示的可變延遲單元50，并且將從發(fā)送單元21的振蕩器25輸出的 突發(fā)載波U作為本地信號直接地輸入到正交解調(diào)器51的方式中，實現(xiàn)所述第 二實施例的配置，因此在這里不解釋所述第二實施例的配置。(第三實施例)
圖20B為展示使用根據(jù)本發(fā)明的近程雷達(dá)及其控制方法的第三實施例的 一般配置的框圖。
附帶地，在圖20B中，由相同的參考數(shù)字來分別指定與根據(jù)上面描述的、
在圖1中展示的第一實施例的近程雷達(dá)的部分相似地配置的部分，并不再描 述。
上面描述的第二實施例為可應(yīng)用于其中近程雷達(dá)的探測范圍不是非常長 的情況，而在近程雷達(dá)的探測范圍為長的情況下使用第三實施例。
在其中近程雷達(dá)的探測范圍為長的情況下，延長從發(fā)送單元21的振蕩器 2 5輸出的突發(fā)載波U的輸出周期Tc,由此引起增大載波泄漏的問題。
為了消除所述問題，根據(jù)第三實施例，如在圖20B中展示的近程雷達(dá)20 一樣，由可變延遲單元50來適當(dāng)?shù)匮舆t從發(fā)送單元21的振蕩器25輸出的突 發(fā)載波U，并且將突發(fā)載波U作為本地信號Ur應(yīng)用到正交解調(diào)器51 。
明確地說，在根據(jù)第三實施例的近程雷達(dá)中，可以考慮通過控制可變延 遲單元5G的延遲量來移動近程雷達(dá)的探測范圍。
附帶地，在圖20A和20B內(nèi)的一個系統(tǒng)中，共同地展示包括來自正交解 調(diào)器51的基波分量I和Q的、兩個系統(tǒng)的輸出。
然而，事實上，如圖20C中所示，在LPF47、采樣保持電路"和A/D 轉(zhuǎn)換器60中的每一個后面的單元中，由兩個系統(tǒng)來處理包括來自正交解調(diào)器 51的基波分量I和Q的兩個系統(tǒng)的輸出。
所述正交解調(diào)器51為具有在圖20C中展示的內(nèi)部結(jié)構(gòu)的、所謂的正交傳 感器。
明確地說，將來自BRF 43的接收信號R， 由移相器51a分成具有90度 的相位差的兩個信號，并將所述信號分別輸入到兩個混頻器51b和51c。
被供應(yīng)相同相位的本地信號的所述兩個混頻器51b和51c (在該情況下， 可變延遲單元50延遲本地信號Ur )分別輸出包括基波分量I和Q的信號。
將兩個混頻器51b和51c的輸出分別輸入到兩個LPF 47a和47b。
兩個LPF 47a和47b提取基波分量I和Q,并將其輸出到兩個采樣保持 電路48a和48b。
由兩個A/D轉(zhuǎn)換器60a和60b，分別將由采樣保持電路48a和48b積分 并保持的基波分量工和Q轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號，并將所述基波分量I和Q供應(yīng)到
信號處理單元61。
附帶地，還可以用其中在圖20A、 B和C內(nèi)將接收信號R，與本地信號Ur 相互替換的配置來使用正交解調(diào)器51。
在具有在圖20B內(nèi)展示的配置的近程雷達(dá)20中，以圖21的(a)至(e) 內(nèi)展示的方式、在發(fā)送端處實行與在圖2中展示的那個操作相似的操作，以 致于將短脈沖波Pt發(fā)射到空間中。
從存在于空間中的物體la接收反射波Pr,并且例如，在圖21的(f) 中展示的定時，將接收信號R'輸入到正交解調(diào)器51。
在所述情況下，如圖21的(g)中所示，假設(shè)在不與接收信號R，重疊 的定時，將在控制單元62的控制下延遲時間Tr的本地信號Ur輸入到正交解 調(diào)器51，檢測電路44的輸出W (=1， Q)實質(zhì)上為零。
另一方面，在將本地信號Ur的延遲時間Tr進(jìn)一步地增加，并且在與接 收信號R，重疊的定時將本地信號Ur輸入到正交解調(diào)器51的情況下，在重 疊的周期期間輸出相應(yīng)于接收信號R'的振幅和相位的信號W (=1， Q)。
如圖21的(h)中所示，假設(shè)在當(dāng)本地信號Ur的頻率和振幅為穩(wěn)定的時 的定時，在與接收信號R，的輸入周期的重疊中，將脈沖P3施加于采樣保持 電路48。如圖21的(i)中所示，獲得相應(yīng)于接收信號R，的、保持的輸出 H(=Hi， Hq)，并由A/D轉(zhuǎn)換器60 (60a和60b)將其轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號。
基于所述數(shù)字信號，信號處理單元61執(zhí)行分析物體la的過程。
如上面描述的，以根據(jù)第三實施例(其中延遲在發(fā)送端處使用的突發(fā)載 波U,并在接收端處將其用作為正交解調(diào)器51的本地信號)的近程雷達(dá)，如 在發(fā)送中這樣，只對短時間、只在要求接收的定時輸出載波信號。為此，與 其中連續(xù)地輸出接收載波信號的情況比較，還可以充分地減少來自接收端的 載波信號泄漏的發(fā)射強(qiáng)度。
還有，在根據(jù)第三實施例的近程雷達(dá)中，作為系統(tǒng)配置，可變延遲單元 50配備以正交解調(diào)器51。為此，可以由比較簡單的配置來實現(xiàn)高靈敏的檢測 過程。
(第四實施例)
圖22為展示使用根據(jù)本發(fā)明的近程雷達(dá)及其控制方法的第四實施例的 一般配置的框圖。
附帶地，在圖22中，由相同的參考數(shù)字來分別指定與根據(jù)上面描述的、
在圖1中展示的第一實施例的近程雷達(dá)的部分相似地配置的部分，并不再描 述。
根據(jù)在圖22中展示的第四實施例的近程雷達(dá)20采用如下配置，其中由 突發(fā)載波U來鎖定從VCO 56連續(xù)地輸出到正交解調(diào)器51的本地信號Lvco的
送器(VCO) 56、相位比較器57和保持電路58的鎖相環(huán)(PLL )配置，來使 所述頻率穩(wěn)定。
附帶地，可以省略分頻器54和55。
在所述情況下，當(dāng)接收第二脈沖P2時，保持電路58將相位比較器57 的輸出信號應(yīng)用到VCO 56,并當(dāng)輸入突發(fā)載波U時，經(jīng)由突發(fā)載波U將本地 信號Lvco的相位和頻率鎖定預(yù)定的時間(例如，從第二脈沖P2的上升到下 降)并穩(wěn)定其頻率。當(dāng)經(jīng)過預(yù)定的時間，通過為VCO 56供應(yīng)緊接在特定的預(yù) 定的周期的結(jié)束之前保持的、相位比較器57的輸出信號，來最小化在自激狀 態(tài)中的本地信號Lvco的頻移。
在所述情況下，本地信號Lvco為連續(xù)的波，并且為此，由采樣保持電路 48來完成在探測范圍中的信號提取。
附帶地，在圖22中，如一個系統(tǒng)這樣，來共同地展示將包括來自正交解 調(diào)器51的基波分量I和Q的、兩個系統(tǒng)的輸出。
然而，事實上，如圖20C中所示，隨后還由在LPF"a、 4化、采樣保持 電路48a、 48b和A/D轉(zhuǎn)換器60a和60b中的每一個內(nèi)的兩個系統(tǒng)，來處理包 括來自正交解調(diào)器51的基波分量I和Q的、兩個系統(tǒng)的輸出。
明確地說，還以根據(jù)如上面描述的這樣配置的第四實施例的近程雷達(dá) 20，在如圖23的(a)至(e)中所示的發(fā)送端處，實行與在圖2中展示的操 作相似的操作，以致于將短脈沖波Pt發(fā)射到空間1中，接收來自存在于空間 1中的物體la的反射波Pr，并且例如，在如圖23的(f )中所示的定時，將 反射信號R，輸入到正交解調(diào)器51。
如圖23的(g)中所示，在當(dāng)輸入第二脈沖P2時的周期期間，鎖定從 VCO 56輸入到正交解調(diào)器51的本地信號Lvco的頻率，并且在所述周期的結(jié) 束之后，通過將控制信號保持到VCO 56來保持所述頻率，以致于將本地信號 Lvco的頻率保持在實質(zhì)上穩(wěn)定的狀態(tài)中。
與第一脈沖Pl的寬度Tc比較，假設(shè)所述穩(wěn)定保持時間為充分地長的，并比相應(yīng)于最長的探測范圍的時間更長。
為此，如圖23的(h)中所示，在將把脈沖信號P3輸入到采樣保持電路 48的定時與接收信號R'的輸入定時重疊的情況下，獲得相應(yīng)于接收信號R， 的振幅和相位的基波的輸出W (=1， Q)，并且如圖23的(i)中所示，將保 持輸出H(二Hi， Hg)經(jīng)由A/D轉(zhuǎn)換器60輸出到信號處理單元61,由此來實 行分析物體la的過程。
如上面描述的，在對使用本地信號(其以由PLL使用作為參考信號的突 發(fā)載波U穩(wěn)定的頻率)的正交檢測的配置中，可以對短脈沖波Pt的發(fā)射定時 的長時間(即是，長的范圍)連續(xù)地完成探測。
附帶地，雖然只將第二脈沖P2的輸出周期設(shè)置為鎖定的周期，但是不意 味限制本發(fā)明，只是對于在其振蕩器25的輸出信號的頻率為穩(wěn)定的期間的任 何周期，不管第二脈沖的輸出周期來設(shè)置鎖定的周期。
在所述的情況下，從控制單元62分離地產(chǎn)生指定鎖定的周期的脈沖信
在如在圖20A、 B和C與圖22內(nèi)展示的近程雷達(dá)20中將正交解調(diào)器51 用作為檢測電路44的情況下，不利于要求本地信號。
然而，在使用正交解調(diào)器51的情況下，就值dB而言，其動態(tài)范圍為平 方檢測方法的兩倍寬，以致于甚至對于輸入信號的、低電平，檢測也為可能 的。對于要求高靈敏的接收操作的近程雷達(dá)，這是有效的。
如上面描述的，根據(jù)本發(fā)明，可以提供近程雷達(dá)及其控制方法，其中在 以便宜的配置遵照指定的頻譜屏蔽的時候，不干擾RR禁止的波段和SRD波段。
權(quán)利要求
1.一種近程雷達(dá)，其特征在于包含:發(fā)送單元，其將預(yù)定的短脈沖波從發(fā)送天線發(fā)射到空間中；接收單元，其執(zhí)行接收從存在于所述空間中的物體反射的波的過程；和信號處理單元，其執(zhí)行基于來自所述接收單元的輸出信號，來分析所述物體的過程，其中所述發(fā)送單元包括:第一脈沖產(chǎn)生單元，其在預(yù)定的周期中輸出具有比所述短脈沖波的寬度更長的寬度的第一脈沖；第二脈沖產(chǎn)生單元，在輸出周期期間從當(dāng)所述第一脈沖產(chǎn)生單元開始輸出所述第一脈沖時的時間點經(jīng)過預(yù)定的時間的時刻，輸出具有相應(yīng)于所述短脈沖波的寬度的寬度的第二脈沖；振蕩器，只在當(dāng)所述第一脈沖產(chǎn)生單元輸出所述第一脈沖時的周期期間振蕩，并輸出在所述短脈沖波的頻波段中的信號；和開關(guān)，從所述振蕩器接收輸出信號，并只在當(dāng)由所述第二脈沖產(chǎn)生單元輸出所述第二脈沖時的所述周期期間導(dǎo)通來從所述振蕩器傳遞所述輸出信號，而將來自所述開關(guān)的輸出信號作為所述預(yù)定的短脈沖波發(fā)射到所述空間中。
2、 根據(jù)權(quán)利要求1的所述近程雷達(dá)，其特征在于將所述第一脈沖的寬度 Tc、所述第二脈沖的寬度Tp和所述開關(guān)的隔離I設(shè)置來滿足下列關(guān)系<formula>formula see original document page 2</formula>
3、 根據(jù)權(quán)利要求1的所述近程雷達(dá)，其特征在于在實質(zhì)上將被發(fā)射到所 述空間中的所述短脈沖波的頻譜的、整個的主瓣包括在24. 0至29. OGHz的范 圍中的方式中，來設(shè)置所述振蕩器的振蕩頻率和所述第二脈沖的寬度Tp。
4、 根據(jù)權(quán)利要求3的所述近程雷達(dá)，其特征在于所述發(fā)送天線具有以空 腔圍繞天線元件的結(jié)構(gòu)，并且將所述空腔的諧振頻率設(shè)置在23. 6至24, OGHz 的波段中，由此來減少所述特定的波段的增益。
5、 根據(jù)權(quán)利要求1的所述近程雷達(dá)，其特征在于所述接收單元包括 接收天線，其接收從存在于所述空間中的所述物體反射的所述波； 檢測電路，其檢測由所述接收天線接收的所述反射波的接收信號；和 采樣保持電路，其求由所述檢測電路檢測的所述信號的積分，并保持所 述積分結(jié)果，并且所述檢測電路包括發(fā)散電路，其將所述接收信號分成為相同的相位的信號的對，并輸出信號的所述對；線性乘法器，其將來自所述發(fā)散電路的信號的所述對線性地相乘；和 低通濾波器，其從由所述線性乘法器線性地相乘的所述輸出信號提取基 波分量。
6、 根據(jù)權(quán)利要求1的所述近程雷達(dá)，其特征在于所述接收單元包括 接收天線，其接收從存在于所述空間中的所述物體反射的所述波； 檢測電路，其檢測由所述接收天線接收的所述反射波的接收信號；和 采樣保持電路，其求由所述檢測電路檢測的所述信號的積分，并保持所述積分結(jié)果，并且所述檢測電路包括正交解調(diào)器，其以來自所述振蕩器的所述輸出信號作為本地信號來正交 檢測所述接收信號；和低通濾波器，其從由所述正交解調(diào)器正交檢測的所述輸出信號提取基波 分量。
7、 根據(jù)權(quán)利要求1的所述近程雷達(dá)，其特征在于所述接收單元包括 接收天線，其接收從存在于所述空間中的所述物體反射的所述波； 檢測電路，其檢測由所述接收天線接收的所述反射波的接收信號；和 采樣保持電路，其求由所述檢測電路檢測的所述信號的積分，并保持所述積分結(jié)果，并且所述檢測電路包括可變延遲單元，其延遲來自所述振蕩器的所述輸出信號；正交解調(diào)器，其以來自所述可變延遲單元的所述輸出信號作為本地信號來正交檢測所述接收信號；和低通濾波器，其從由所述正交解調(diào)器正交檢測的所述輸出信號提取基波分量。
8、 根據(jù)權(quán)利要求1的所述近程雷達(dá)，其特征在于所述接收單元包括 接收天線，其接收從存在于所述空間中的所述物體反射的所述波； 檢測電路，其檢測由所述接收天線接收的所述反射波的接收信號；和采樣保持電路，其求由所述檢測電路檢測的所述信號的積分，并保持所 述積分結(jié)果，并且所述檢測電路包括鎖相環(huán)電路，其具有在當(dāng)所述參考信號的頻率為穩(wěn)定的時的所述周期期 間，接收來自所述振蕩器的所述輸出信號作為參考信號，并輸出在頻率中與 所述參考信號同步的信號的電壓控制振蕩器，并且當(dāng)經(jīng)過所述參考信號的頻 率為穩(wěn)定的周期時，將所述電壓控制振蕩器保持在即將在當(dāng)所述參考信號的 頻率為穩(wěn)定的所述周期的結(jié)束之前的狀態(tài)中；正交解調(diào)器，其以所述鎖相環(huán)電路的電壓控制振蕩器的輸出信號作為本 地信號，來正交檢測所述接收信號；和低通濾波器，其從由所述正交解調(diào)器正交檢測的所述輸出信號提取基波 分量。
9、 根據(jù)權(quán)利要求5的所述近程雷達(dá)，其特征在于線性乘法器包括 第一差分放大器，將信號的所述對的第一信號差分地輸入到所述第一差分放大器；第二和第三差分放大器，將其連接到所述第一差分放大器的負(fù)載側(cè)，并 將信號的所述對的第二信號差分地輸入到所述第二和第三差分放大器；和Gilbert混頻器，將其連接到所述第二和第三差分放大器的負(fù)載側(cè)，并 包括具有只輸出等于所述第一信號和所述第二信號的乘積的信號分量的第一 和第二負(fù)載電阻器的單片微波集成電路。
10、 根據(jù)權(quán)利要求1的所述近程雷達(dá)，其特征在于進(jìn)一步地包含模/數(shù)轉(zhuǎn) 換器，其將來自所述接收單元的所述輸出信號轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號，并將所述數(shù) 字信號輸入到所述信號處理單元。
11、 根據(jù)權(quán)利要求1的所述近程雷達(dá)，其特征在于進(jìn)一步地包含控制單 元，其與預(yù)定的進(jìn)度表或來自所述信號處理單元的處理結(jié)果相一致，控制所 述發(fā)送單元和所述接收單元中的至少 一個。
12、 一種控制近程雷達(dá)的方法，其特征在于包含 準(zhǔn)備具有發(fā)送天線的發(fā)送單元、接收單元和信號處理單元的步驟；驟； 執(zhí)行使用所述接收單元，來接收來自存在于所述空間中的物體的反射波的過程的步驟；以及執(zhí)行使用所述信號處理單元，基于來自所述接收單元的輸出信號，來分 析所述物體的過程的步驟，其中將所述預(yù)定的短脈沖波發(fā)射到所述空間中的所述步驟包括準(zhǔn)備第一脈沖產(chǎn)生單元、第二脈沖產(chǎn)生單元、振蕩器和開關(guān)的步驟；在預(yù)定的周期中使用所述第一脈沖產(chǎn)生單元，來輸出具有比所述短脈沖 波的寬度更長的寬度的第 一脈沖的步驟；在從當(dāng)所述第 一脈沖產(chǎn)生單元開始輸出所述第 一脈沖時的時間點經(jīng)過預(yù) 定的時間的時刻并在當(dāng)所述第 一脈沖產(chǎn)生單元輸出所述第 一脈沖時的周期期 間，使用所述第二脈沖產(chǎn)生單元，來輸出具有相應(yīng)于所述短脈沖波的寬度的 寬度的第二脈沖的步驟；導(dǎo)致所述振蕩器振蕩，并只在當(dāng)所述第一脈沖產(chǎn)生單元輸出所述第一脈 沖時的周期期間，輸出在所述短脈沖波的頻波段中的信號的步驟；只在當(dāng)所述第二脈沖產(chǎn)生單元輸出所述第二脈沖時的周期期間，導(dǎo)通所 述開關(guān)，由此接收并傳遞來自所述振蕩器的所述輸出信號的步驟；以及將來自所述開關(guān)的所述輸出信號作為所述預(yù)定的短脈沖波發(fā)射到所述空 間的步驟。
13、 根據(jù)權(quán)利要求12的控制近程雷達(dá)的所述方法，其特征在于設(shè)置所述 第一脈沖的寬度Tc、所述第二脈沖的寬度Tp和所述開關(guān)的隔離I來滿足下 列關(guān)系(Tc/Tp) 2 <1
14、 根據(jù)權(quán)利要求12的控制近程雷達(dá)的所述方法，其特征在于在實質(zhì)上 將被發(fā)射到所述空間中的所述短脈沖波的頻譜的、整個的主瓣包括在24. 0至 29. OGHz的范圍中的方式中，設(shè)置所述振蕩器的振蕩頻率和所述第二脈沖的 寬度Tp。
15、 根據(jù)權(quán)利要求14的控制近程雷達(dá)的所述方法，其特征在于所述發(fā)送 天線具有以空腔圍繞天線元件的結(jié)構(gòu)，并且將所述空腔的諧振頻率設(shè)置在 23. 6至24. OGHz的波段中，由此來減少所述特定的波段的增益。
16、 根據(jù)權(quán)利要求12的控制近程雷達(dá)的所述方法，其特征在于執(zhí)行接收 所述反射波的所述過程的所述步驟包括 準(zhǔn)備接收天線、檢測電路和采樣保持電路的步驟； 使用所述接收天線，來接收從存在于所述空間中的所述物體反射的所述 波的步驟；號的步驟；以及使用所述采樣保持電路，來求由所述檢測電路檢測的所述信號的積分， 并保持所述積分結(jié)果的步驟，并且檢測所述接收信號的所述步驟包括準(zhǔn)備發(fā)散電路、線性乘法器和低通濾波器的步驟；使用所述發(fā)散電路來將所述接收信號發(fā)散為相同相位的信號的對，并輸 出信號的所述對的步驟；使用所述線性乘法器，將來自所述發(fā)散電路的信號的所述對線性地相乘 的步驟；以及使用低通濾波器，來從由所述線性乘法器線性地相乘的所述輸出信號提 取基波分量的步驟。
17、 根據(jù)權(quán)利要求12的控制近程雷達(dá)的所述方法，其特征在于執(zhí)行接收 所述反射波的所述過程的所述步驟包括準(zhǔn)備接收天線、檢測電路和采樣保持電路的步驟；使用所述接收天線，來接收從存在于所述空間中的所述物體反射的所述 波的步驟；使用所述檢測電路，來檢測由所述接收天線接收的所述反射波的接收信 號的步驟；以及使用所述采樣保持電路，來求由所述檢測電路檢測的所述信號的積分并 保持所述積分結(jié)果的步驟，并且檢測所述接收信號的所述步驟包括 準(zhǔn)備正交解調(diào)器和低通濾波器的步驟；使用所述正交解調(diào)器，以來自所述振蕩器的所述輸出信號作為本地信號， 來正交檢測所述接收信號的步驟；以及使用所述低通濾波器，來從由正交解調(diào)器正交檢測的所述輸出信號提取 基波分量的步驟。
18、 根據(jù)權(quán)利要求12的控制近程雷達(dá)的所述方法，其特征在于執(zhí)行接收所述反射波的所述過程的所述步驟包括準(zhǔn)備接收天線、檢測電路和采樣保持電路的步驟；使用所述接收天線，來接收從存在于所述空間中的所述物體反射的所述波的步驟；使用所述檢測電路，來檢測由所述接收天線接收的所述反射波的接收信 號的步驟；以及使用所述采樣保持電路，來求由所述檢測電路檢測的所述信號的積分并保持所述積分結(jié)果的步驟，并且檢測所述接收信號的所述步驟包括準(zhǔn)備可變延遲單元、正交解調(diào)器和低通濾波器的步驟；使用所述可變延遲單元，來延遲來自所述振蕩器的所述輸出信號的步驟；使用所述正交解調(diào)器，以來自所述可變延遲單元的所述輸出信號作為本地信號，來正交檢測所述接收信號的步驟；以及提取基波分量的步驟。
19、根據(jù)權(quán)利要求12的控制近程雷達(dá)的所述方法，其特征在于執(zhí)行接收 所述反射波的所述過程的所述步驟包括準(zhǔn)備接收天線、檢測電路和釆樣保持電路的步驟；使用所述接收天線，來接收從存在于所述空間中的所述物體反射的所述 波的步驟；使用所述檢測電路，來檢測由所述接收天線接收的所述反射波的接收信 號的步驟；以及使用所述采樣保持電路，來求由所述檢測電路檢測的所述信號的積分并 保持所述積分結(jié)果的步驟，并且檢測所述接收信號的所述步驟包括準(zhǔn)備包括電壓控制振蕩器的鎖相環(huán)電路、正交解調(diào)器和低通濾波器的步驟；在當(dāng)所述參考信號的頻率為穩(wěn)定的時的周期期間，使用所述電壓控制振 蕩器，來接收來自所述振蕩器的所述輸出信號作為參考信號，并輸出在頻率 中與所述參考信號同步的信號的步驟；在經(jīng)過當(dāng)所述參考信號的頻率為穩(wěn)定的時的所述周期之后，使用所述鎖 相環(huán)電路，來將所述電壓控制振蕩器保持在即將在當(dāng)所述參考信號的頻率為穩(wěn)定的時的所述周期的結(jié)束之前的狀態(tài)中的步驟；使用所述正交解調(diào)器，以所述鎖相環(huán)電路的電壓控制振蕩器的輸出信號 作為本地信號，來正交檢測由所述接收天線接收的所述反射波的接收信號的步驟；以及使用所述低通濾波器，來從由所述正交解調(diào)器正交檢測的所述輸出信號 提取基波分量的步驟。
20、 根據(jù)權(quán)利要求16的控制近程雷達(dá)的所述方法，其特征在于使用所述 線性乘法器，來將來自所述發(fā)散電路的信號的所述對線性地相乘的所述步驟 包括準(zhǔn)備由第一差分放大器、第二與第三差分放大器和第一與第二負(fù)載電阻 器的單片微波集成電路配置的Gilbert混頻器的步驟；使用所述第 一差分放大器，來差分地輸入信號的所述對的第 一信號的步驟；使用連接到所述第一差分放大器的負(fù)載側(cè)的所述第二和第三差分放大 器，來差分地輸入信號的所述對的第二信號的步驟；以及使用連接到所述第二和第三差分放大器的負(fù)載側(cè)的所述第 一和第二負(fù)載 電阻器，來只輸出等于所述第一信號和第二信號的乘積的信號分量的步驟。
21、 根據(jù)權(quán)利要求12的控制近程雷達(dá)的所述方法，其特征在于進(jìn)一步包含準(zhǔn)備模/數(shù)轉(zhuǎn)換器的步驟；以及使用所述模/數(shù)轉(zhuǎn)換器來將來自所述接收單元的所述輸出信號轉(zhuǎn)換為數(shù) 字信號，并將所述數(shù)字信號輸入到所述信號處理單元的步驟。
22、 根據(jù)權(quán)利要求12的控制近程雷達(dá)的所述方法，其特征在于進(jìn)一步包含準(zhǔn)備控制單元的步驟；以及與預(yù)定的進(jìn)度表或來自所述信號處理單元的處理結(jié)果相一致，使用控制 單元，來控制所述發(fā)送單元和所述接收單元中的至少 一個的步驟。
全文摘要
包括第一脈沖產(chǎn)生單元、第二脈沖產(chǎn)生單元、振蕩器和開關(guān)的短脈沖雷達(dá)的發(fā)送單元，在作為UWB短脈沖雷達(dá)遵照指定的頻譜屏蔽的時候，將不與RR無線電波發(fā)射禁止波段或SDR波段干擾的、預(yù)定的短脈沖波發(fā)射到空間中。在預(yù)定的周期中，第一脈沖產(chǎn)生單元輸出具有比短脈沖波的寬度更大的寬度的第一脈沖。當(dāng)?shù)谝幻}沖產(chǎn)生單元輸出第一脈沖時，第二脈沖產(chǎn)生單元輸出具有相應(yīng)于短脈沖波的寬度的寬度的第二脈沖。振蕩器只在當(dāng)?shù)谝幻}沖產(chǎn)生單元輸出第一脈沖時振蕩。只在當(dāng)?shù)诙}沖產(chǎn)生單元輸出第二脈沖時導(dǎo)通開關(guān)。由此來將來自開關(guān)的輸出信號作為預(yù)定的短脈沖波發(fā)射到空間中。
文檔編號H04B1/69GK101375177SQ200780000840
公開日2009年2月25日 申請日期2007年3月2日 優(yōu)先權(quán)日2006年4月20日
發(fā)明者手代木扶, 江島正憲 申請人:安立股份有限公司;松下電器產(chǎn)業(yè)株式會社