專利名稱：零中頻接收機中的斜率漂移和偏移補償?shù)闹谱鞣椒?br> 發(fā)明公開的領(lǐng)域本發(fā)明涉及無線電接收機，更具體地是涉及到作為超外差式接收機的一個特例的，中頻為零的無線電接收機中的補償。
發(fā)明公開的背景在無線電接收機的領(lǐng)域，已經(jīng)做了很大的努力去減少接收機中使用的調(diào)諧電路的數(shù)量。減少調(diào)諧電路的數(shù)量，接收機的大部分可以集成化，這樣接收機就變小了。這些緊湊的接收機可以用在許多領(lǐng)域，如蜂窩電話。設(shè)計這種接收機的一個主要進步在于一項叫做“零中頻”的技術(shù)。
理論上來說，一部IQ無線電接收機可以按照

圖1做出來，其中無線信號S來自天線1，直接加到兩個平衡、正交混頻器2a、2b(數(shù)學(xué)乘法器)，在這里信號分別被乘以由本地振蕩器3產(chǎn)生的，信號S的載波頻率的正弦波和余弦波。以這種方式，產(chǎn)生I信道或同相信號及Q信道或正交信號。乘法器的輸出既包括在2f左右的和頻率分量，又包括在O左右的差分量頻率。直流或低通濾波器4a、4b消去了前者而留下了后者。零頻率分量可以被低頻放大級5a、5b，而不用高頻放大器，放大到任何方便的電平。本質(zhì)上說，零中頻放大器通過把來的信號一次性直接轉(zhuǎn)換成基帶信號從而去掉了到某中間頻率的臨時性轉(zhuǎn)換。
實際上，這種所謂的零中頻還受到一系列實際問題的困擾，其中一項是平衡混頻器與理想數(shù)學(xué)乘法器相比的非理想性。非理想性的最煩人之處是產(chǎn)生直流偏移或比所期望的信號大幾個數(shù)量級的持續(xù)電壓。接收混頻器輸出的低頻放大器，在想要的信號遠(yuǎn)未被足夠放大之前，被太大的直流偏移強迫進入飽和狀態(tài)。
為避免過早的飽和，射頻放大器可以加在混頻器的前面，提高想要的信號電壓的電平。不幸的是，與偏流相同來源的信號從本地正弦振蕩器漏回到天線，產(chǎn)生相干干擾。結(jié)果，射頻放大器不是滿意的解決方法，因為想要的信號和相干干擾被同樣放大了。
使用在通常的超外差無線接收機中的另一種建議的方法，是對原始的天線頻率的輸入信號部分地放大。被部分放大的信號在被加到平衡正交混頻器前，被轉(zhuǎn)換成方便的中間頻率IF，以作進一步放大。在這種情況下，本地產(chǎn)生的正弦和余弦波的頻率等于中頻，而不是等于天線頻率，因此不會漏回到天線。然而，由于加上了中頻調(diào)諧電路，零中頻接收機的簡單化及小體積就失去了。另一種克服來自IQ混頻器直流偏移的方法可能使用一種技術(shù)，它有各種叫法，如交流耦合，隔直流、高通濾波或微分，以去掉持續(xù)或直流以偏移電壓。用這種方法的折衷結(jié)果則為直流和低頻分量丟失或嚴(yán)重失真。在使用QPSK(正交相移鍵控)或MSK(最小位移鍵控)的調(diào)制技術(shù)的數(shù)字傳輸系統(tǒng)中，這種折衷是不可接受的。這些調(diào)制技術(shù)產(chǎn)生低頻分量，而它們是必須保留的。
美國專利5,241,702公開了一種方法補償?shù)皖l偏移，而不會使想要的信號的直流或低頻分量丟失或失真。開始，對接收到的信號微分，濾去直流偏移。該信號被放大到合適的電平，然后積分，以重新獲得原先的直流和低頻信號分量。通過采用有限大小的積分任意常數(shù)積分基本上把在放大后的信號中濾波后的分量恢復(fù)到它們原來的值，以產(chǎn)生恢復(fù)信號。使用各種技術(shù)對預(yù)定的信號模式和所想要信號的內(nèi)在信號特性進行研究，然后把直流偏移估計值從恢復(fù)后的信號中減掉，使放大的接收信號基本上沒有失真。現(xiàn)在將描述采用對I和Q波形的時間導(dǎo)數(shù)數(shù)字化而去掉不想要的直流偏移的優(yōu)選方法。在對導(dǎo)數(shù)數(shù)字化后，數(shù)字值在I和Q累加器中重新積分以恢復(fù)I、Q值。重新積分過程把積分任意常數(shù)引入到I和Q值，其大小相對于想要的信號是可比的，可以按照前述的專利進行估計并去掉。數(shù)字化過程中的誤差會額外地導(dǎo)致重新積分后I和Q值產(chǎn)生系統(tǒng)性的增加或降低，這不想要的斜率在藉助于對常數(shù)和斜率進行估計以及從I和Q波形中分另減掉這些系統(tǒng)性誤差而去掉不想要的重新積分常數(shù)的同時被去掉。這些I和Q波形然后通過數(shù)字信號處理算法被處理以便進行解調(diào)和把信息解碼。
然而，即使以上所認(rèn)定的方法仍然有問題。直流偏移變化速率或信號斜率仍然會產(chǎn)生問題。因此，需要提供一種用于補償變化速率或信號斜率，以使調(diào)制在無線輸入信號上的信息在解碼后基本上不受損壞的方法。
發(fā)明公開概述本發(fā)明的目的是提供一種方法用來補償信號變化的速率或信號斜率，以使調(diào)制在無線輸入信號的信息在解碼后基本上不受損傷。根據(jù)本發(fā)明的一種實現(xiàn)方案的無線接收機通過一付天線接收信號并藉使用本地參考振蕩器，把它下變頻為復(fù)基帶信號。該復(fù)基帶信號包括一個實部(I波形)和一個虛部(Q波形)，它們由于混頻器的非理想化或在天線處接收到的被作為相干干擾的參考振蕩器泄漏輻射導(dǎo)致的直流偏移而劣化。
根據(jù)本發(fā)明的一個實現(xiàn)方案，前面估計的誤差被反饋到數(shù)字化過程中以降低對I、Q信號的導(dǎo)數(shù)進行數(shù)字化中的誤差。優(yōu)選的數(shù)字化技術(shù)是使用可變步長的高比特率增量調(diào)制?？勺兊牟介L是通過在不同電流值的正、負(fù)電流源間切換以便對主積分電容器充電來獲得的。當(dāng)正、負(fù)電流源對不能產(chǎn)生相等的電流大小時，會產(chǎn)生斜率誤差。根據(jù)本發(fā)明的一個實現(xiàn)方案，通過使用加到重新積分I、Q累加器的相應(yīng)的不等數(shù)字增量/減量值來補償不相等的電流源值，該增量/減量值由校準(zhǔn)過程來設(shè)置或通過從估計的斜率誤差計算出的反饋來更新。
根據(jù)本發(fā)明的一個實現(xiàn)方案，公開了一種把信號直接變頻為基帶信號來處理的改進型無線接收裝置。該無線接收裝置包括把無線輸入信號變頻為具有一個實波形和一個虛波形的復(fù)基帶信號的直接變頻裝置。斜率和偏移補償裝置用于估計實波形和虛波形中的偏移和系統(tǒng)性漂移，并且補償漂移和偏移，這樣對調(diào)制在無線輸入信號上信息的解碼基本上不受損害。
根據(jù)本發(fā)明的另一種實現(xiàn)方案，公開了一種改進的模數(shù)轉(zhuǎn)換裝置。比較器裝置比較輸入信號電壓和反饋電壓，并且以由時鐘脈沖串決定的規(guī)則重復(fù)速度產(chǎn)生高/低指示。主積分器裝置將受控制的電流進行積分以產(chǎn)生反饋電壓。充電泵裝置產(chǎn)生大小由步長控制器控制的所說的受控電流，并根據(jù)高/低指示產(chǎn)生電流方向或符號。步長控制器裝置根據(jù)以前的高/低指示值控制所說的電流大小，并產(chǎn)生一個數(shù)字步長值，表示由充電泵分別產(chǎn)生的正方向電流和負(fù)方向電流的大小。累加器裝置加或減數(shù)字步長值，以產(chǎn)生一系列累加數(shù)字值表示輸入信號電壓波形。
根據(jù)本發(fā)明的一種實施方案，公開了一種用于對調(diào)制了信息符號的信號進行處理以考慮加性偏移和斜率的方法。首先，作出對偏移和斜率的初始估計，然后對具有一個或多個信息符號的序列的所有可能值作出假設(shè)。對每個所說的假設(shè)，相關(guān)的數(shù)據(jù)符號序列被用來對偏移和斜率作出改善的估計，并且把對偏移和斜率的改善估計對應(yīng)于每個假設(shè)進行存儲。對每個假設(shè)，改善的偏移和斜率估計被用來計算期望的信號值，并且計算調(diào)制信號的抽樣和期望的信號值的失配值。然后假設(shè)被順序延伸一個符號，斜率和偏移估計被更新，累加失配值，得到對每個延伸后的假設(shè)的路徑量度值，藉使用維特比順序最大似然順序估計過程，基于所說的路徑量度值在所說的假設(shè)間判定，以得到基本上未受到所說的加性斜率和偏移損害的所說的調(diào)制信號符號的最可能假設(shè)。
附圖簡述從下面的書面描述加上附圖，本發(fā)明的這些和其它特點及優(yōu)點對本領(lǐng)域普通技術(shù)人員來說也會很明顯，其中圖1說明了表示現(xiàn)有的使用零中頻技術(shù)接收機簡單的方塊圖。
圖2說明了現(xiàn)有技術(shù)的零拍接收機；圖3說明了根據(jù)本發(fā)明的一種實現(xiàn)方案，模數(shù)轉(zhuǎn)換器中的斜率誤差補償；以及圖4說明了在I和Q波形的模數(shù)轉(zhuǎn)換后的斜率補償。
發(fā)明公開的詳細(xì)描述圖2是根據(jù)美國專利號5,241,702的原理說明了直接變頻接收機10，此處整體引用作為參考。天線11接收到無線信號，在濾波器12中濾波除掉強的帶外干擾。濾波后的信號然后在低噪聲放大器13中放大，在正交混頻器14和15中相對于本地參考振蕩器16進行下變頻，振蕩器額定地調(diào)諧到要被接收的信道頻率的中心。來自混頻器14和15的復(fù)基帶信號在信道濾波器17和18中低通濾波。對復(fù)基帶信號進行濾波的具有截止頻率Fc的低通濾波器等價于具有濾波帶寬為2Fc的濾波無線信號的帶通濾波器。用直接變頻接收機得到的一個好處是這種低通濾波器比高Q帶通濾波器易于設(shè)計。零拍接收機的問題在于沒有信號時混頻器14和17并不輸出零電平，而是混頻器輸出幾十毫伏量級的靜態(tài)直流電平。如果放大器13試圖提供大幅度的放大以便把無線接收信號的毫伏電平級的期望信號提高到為淹沒直流偏移所需要的，幾百微伏的電平，則其它信道中的較強的信號，因為在通過濾波器17和18之前沒有被除去，將被放大到更大的電平，將使放大器13和混頻器14和15飽和，因為它們只具有由給定的電池供電電壓決定的有限的電壓擺動能力。而且，當(dāng)由于來自振蕩器16的泄漏被天線11作為相干干擾被接收，導(dǎo)致混頻器輸出偏流時，提高放大器13的放大倍數(shù)不起作用，因為這僅僅提高直流偏流及所期望的信號值而不改善它們的比值。
根據(jù)美國專利5,241,702的原理，來自混頻器17和18的直流偏流可以從小得多的信號分量中區(qū)分出來，因為直接偏流相對來說是靜態(tài)的，而信號成分由于信息調(diào)制是變化的。因此，要采用一種方法把濾波后的混頻器輸出信號的變化或時間導(dǎo)數(shù)數(shù)字化。
因此，I和Q信道信號最好是在微分后再數(shù)字化，以去除靜態(tài)直流偏移分量，這通過增量調(diào)制轉(zhuǎn)換器來完成。每信道的增量調(diào)制轉(zhuǎn)換器包括主積分電容器19和20，它們由來自充電泵26的充電和放電電流脈沖驅(qū)動以跟隨輸入I和Q信號的變化。比較器21和22把I和Q信號與各自電容器上的電壓比較，產(chǎn)生高/低的指示，并以規(guī)則的時鐘速率寄存在鎖存器23和24中，然后在步長電流控制邏輯單元25中處理，提供上升/下降命令給充電泵26。比較器21和22甚至可以感應(yīng)到加在一個輸入端的主積分電容器上的電壓和加在其它比較器輸入端上的I和Q信號間微伏量級的小誤差。因此，大部分的接收機增益可以說在比較器21和22中得到，它們與通常的非零中頻的超外差接收機中用的硬限制中頻放大器鏈有相似的技術(shù)要求。
為給接收機提供高的動態(tài)范圍，即處理所需的信號電平的能力從噪聲電平到大約比噪聲電平強100dB，增量調(diào)制技術(shù)可以引用可變長步長大小和壓擴，藉此根據(jù)主積分電容器跟隨大信號擺動和小信號擺動變化的需要，步長控制邏輯單元25可以使充電泵有不同電流幅度。典型的壓擴原則是如果比較器21或22指示三次連續(xù)“上升”或三次連續(xù)“下降”，表明電容上的電壓難以跟上信號變化，則決定增加步長和充電泵的電流。決定增加步長會導(dǎo)致對邏輯單元25中的步長寄存器有一個增量，而決定不增加步長會導(dǎo)致采用減量使步長寄存器減小。雖然不同的增量和減量給出不同的壓擴率是眾所周知的且對本發(fā)明的基本原理也不重要，但是通過共同的步長寄存器同時對I和Q信道調(diào)制器加以壓擴以便在兩信道中保持增量相等是重要的。
暫時寄存在步長寄存器中的值可被用來決定來自充電泵26的相應(yīng)的電流脈沖值，以二進制比率1，1/2，1/4，1/8……的電流幅度組成一系列的充電泵，且每個按照步長寄存器中的相應(yīng)的二進制比特起動。因此，如果步長寄存器包含值100000，僅僅具有1單位最大電流值的電流源起動，而如果寄存器包括01010000，則可獲得電流值1/2+1/8＝0.625單位。電流的正負(fù)符號對I信道來說由鎖存器23中的比較值符號決定，對Q信道來說由鎖存器24中的比較符號決定，并且使連接到正電源的P型電流源起動，把相應(yīng)的電容器充電到較高的電壓，或使連接到負(fù)電源的N型電流源起動，使該電容器放電到較低電壓。然而，充電或放電電流強度是由步長控制寄存器中的比特內(nèi)容決定的。
因此電容器20和21分別隨I和Q波形變化，它包括較大的直流偏流和基流，在它上面疊加了較小的信號變化。然而增量調(diào)制器步長和上升/下降序列表示的是信號變化，而不是要被去掉的直流偏移。累加器27和28接收步長寄存器值和由兩信道壓擴的增量調(diào)制器為I、Q信道產(chǎn)生的上升/下降符號序列，并根據(jù)相關(guān)的I和Q符號把數(shù)字步長值加到每個累加器中或從每個累加器中減去。在某個便利的點如在TDMA無線信號突發(fā)的開始點，累加器可能會復(fù)位為0，其后將隨I、Q信號波形變化，其中I、Q信號波形中的混頻器直流偏流已被去掉。如果當(dāng)一個累加器復(fù)位后，相應(yīng)的接收信號的I和Q部分在那個時刻不是0，因此將引入誤差，它代表直流漂移或I和Q波形的偏流，但是無論如何現(xiàn)在不會比信號電平本身大，因此不會造成從累加器27和28來的數(shù)字值在最小或最大時飽和。代表重新積分的任意常數(shù)的該剩余偏移可通過使用先前知道的期望信號類型及估計誤差而被去掉。估計誤差在進一步處理之前從累加器輸出值中被減掉。
對來自累加器27和28的輸出信號執(zhí)行操作的一種優(yōu)選的方法是在某些合適的信號段上如TDMA突發(fā)信號采集所有的值，存入存儲器中，然后回過頭來處理它們。去掉重新積分的任意常數(shù)的一個方法可以是，例如對整個信號段計算I抽樣和Q抽樣的平均值，使它等于0，然后從已存儲的I和Q值中減掉平均值。對數(shù)字調(diào)制信息進行解調(diào)處理的更復(fù)雜的方法可以涉及到維特比均衡器以補償傳播路徑或無線信道中的回波或符號間干擾，并且通過在信號流中周期性插入某一訓(xùn)練模式的已知符號來估計延遲回波的幅度和相位。然后可以推斷出足夠長以致于包括最長的回波延遲的數(shù)據(jù)符號序列，并且藉使用回波估計，可以計算出相應(yīng)的I、Q值。對相互兼容的連續(xù)數(shù)據(jù)序列推斷，累計在接收的I，Q值和期望的I、Q值間的誤差，具有最低累計誤差(路徑量度)的序列被選擇作為輸出。
在該過程中，也可以使用已知的訓(xùn)練模式來估計積分的常數(shù)以及回波，積分的估計常數(shù)只是簡單地加到使用回波估計和數(shù)據(jù)序列推算所預(yù)測的I、Q值，來預(yù)測應(yīng)該接收的I，Q值，它還包括所說的恒定偏移。因此，重新積分的恒偏移就不會對維特比均衡器累計性路徑量度有貢獻，因此不會導(dǎo)致在決定最可能的數(shù)據(jù)符號序列過程中的誤差。
在圖2所說明的接收機中，來自I、Q累加器27和28的數(shù)字輸出值對應(yīng)于電容器19和20上的電壓值，它們隨I、Q信號變化。電容器執(zhí)行給定步長大小的連續(xù)上升/下降電流脈沖的模擬積分，而累加器執(zhí)行由控制邏輯單元25的步長寄存器給出的相同步長大小的數(shù)字積分。然而，實際上不可能達到在充電泵26產(chǎn)生的電流和步長寄存器值間的精確的對應(yīng)。在P型和N型場效應(yīng)晶體管的物理特性間，在NPN和PNP雙極性晶體管間有已知的差異，因此要獲得與相關(guān)的正電流源大小精確相等的負(fù)電流源是困難的。因此，當(dāng)一個正電流源起動和對應(yīng)的步長寄存器值V加到累加器上，接著一個負(fù)電流源被起動，值V從累加器中減掉時，累加器將準(zhǔn)確地回到原來的值，而由于充電，放電電流間大小的差距，對應(yīng)的電容器電壓將不是這樣的值。因此，在一系列的上升/下降命令后，電容電壓和累加器電壓將會產(chǎn)生差異。增量調(diào)制過程中固有的負(fù)反饋會使電容器隨輸入信號變化，但累加器的值對于每個上升/下降對將偏移一個增量，從而產(chǎn)生斜率誤差，這可能最后導(dǎo)致溢出。累加器值和真正的I、Q值間的偏差問題是由本發(fā)明解決的。
本發(fā)明的一個實現(xiàn)方案包括增量調(diào)制模數(shù)轉(zhuǎn)換過程中，更具體的是數(shù)字重新積分過程中的斜率誤差補償。圖3說明了根據(jù)本發(fā)明的一個補償斜率誤差的方法。一些選擇器門30、31，32……，被連接來根據(jù)由增量調(diào)制器比較器決定的上升/下降步長的符號，是正(上升)還是負(fù)(下降)而在第一個值(認(rèn)為是正值)和第二個值(認(rèn)為是負(fù)值)間進行選擇。每對正、負(fù)值存在相應(yīng)的寄存器對或存儲器單元對。本領(lǐng)域技術(shù)人員是將會意識到寄存器和選擇器30，31，……32的方案可以用小的隨機訪問存儲器或電子可擦除可編程只讀存儲器(E2RPOM)以合適的尋址方案在一塊集成電路中方便地實現(xiàn)。
每個寄存器和相應(yīng)的選擇器對應(yīng)于步長寄存器中一個特定的比特位。在現(xiàn)有技術(shù)中，步長寄存器中的一個比特位根據(jù)它的有效位表明當(dāng)前的大小，這些比特位相互之間比較而言，是序列1，1/2，1/4，1/8，……中的一個。電流的正負(fù)符號由步長符號比特表示，所以，由某個特定步長比特表示的大小是相同的而不管符號如何。實際的正、負(fù)電流源不可能完全匹配，因此會導(dǎo)致斜率誤差。在圖3說明的方案中，存儲在寄存器對中的是大小，而不管正、負(fù)符號。而且，與不同的步長寄存器比特相關(guān)的值并不限制于相互間是2的冪的關(guān)系。而是每個寄存器可能以代表實際正、負(fù)電流源的一個值而編碼，而正、負(fù)電流源是以步長寄存器的某個特定比特來啟動的。因此，當(dāng)某個電流源或電流源組合被啟動以增加或降低主積分電容器上的充電量時，累加器38增加或降低一個精確的對應(yīng)值。這通過在步長大小寄存器36中等于二進制“1”的每個比特來實現(xiàn)以使相應(yīng)的門33、34、35……讓來自選擇器30，31，32……的一個選擇的寄存器值通過而送到加法器37。因此，被選擇來在加法器37中進行相加然后送到累加器38的數(shù)字值對應(yīng)于一個模擬電流源值，它由步長寄存器36和步長符號比特啟動來在主充電電容器中求和。因此，累加器將更精確地隨主積分電容器上的電壓變化而變化，而主積分電容器依次又隨需要的信號分量而變化。精確性是通過把數(shù)值編程到寄存器/選擇器電路30，31，32中來優(yōu)化的，它們精確地表示正、負(fù)電流源的相對電流值。這可能，例如在生產(chǎn)階段通過校準(zhǔn)程序來完成，在校準(zhǔn)過程中，每個電流源依次啟動，它們的電流值被測量，相應(yīng)的數(shù)字值存在存儲器中。非易變存儲器如E2PROM是和設(shè)備的主控制微處理器一起提供的以存儲這些工廠測量值。存儲的值可以以后再調(diào)用(例如接電時)并且被下載到寄存器30，31，32中。
也可能在操作時知道寄存器30，31，32的正確內(nèi)容。在對一個信號段解碼并判定它的信息內(nèi)容后，接收到的信號波形與相對于那個信息內(nèi)容所期望的信號波形的偏差可以在數(shù)字信號處理器的內(nèi)部決定。該偏差可以分別表示為I和Q波形的信號段上的平均斜率或漂移。如果另外每個電流源被啟動而產(chǎn)生正電流次數(shù)和產(chǎn)生負(fù)電流的次數(shù)由引用圖3的本發(fā)明方案的邏輯單元25來決定則將是有幫助的。把每個電流源Ii被啟動的次數(shù)記作Ni，則下列方程應(yīng)該成立N1I1+N2I2+……+NmIm＝突發(fā)信號的開始與結(jié)束間的信號電壓差只處理一個信號段可能不能求解得出Ii的值，但在處理了約m個信號段之后，會有足夠的方程可以解出。實際上，卡爾曼順序最小平方過程是更新Ii值的量度的較好方法?？柭^程是從最小方差的意義上求解到目前為止搜集到的所有方程的方法，但就有效性來說，它以最新得到的方程系數(shù)來表達不同于前面的最優(yōu)解的改變。因此，Ii值的校準(zhǔn)可以在處理了每個信號段后由卡爾曼過程來更新。
可能不必經(jīng)常執(zhí)行卡爾曼過程，因為與硬件相關(guān)的系數(shù)的校準(zhǔn)不會改變得很快?？赡軙岩恍┥鲜龇匠谭e累到具有類似的Ni值的組，僅僅然后為了處理的省電偶爾處理積累的組。例如，如果所有的N1作為最大系數(shù)的方程，累加成組1則N1個系數(shù)的和將不斷增加，最終超過其它的總和。同樣地，如果所有的N2作為最大系數(shù)的方程累加成組2，則N2系數(shù)的和將超過其它。同樣，以這種方式，把方程累加成為m組，會給出一個累加方程集合，它更趨向于具有對角線系數(shù)的矩陣，這是直接求解或通過順序卡爾曼技術(shù)求解的最好條件。
用于斜率補償?shù)牧硪环N技術(shù)在圖4作了說明。圖4說明了3對I和Q波形，它們在數(shù)字化處理后由一個復(fù)數(shù)抽樣序列表示。一開始，假設(shè)在承載信號樣本的信息被接收前I和Q累加器被置為0。因為不能知道接收的信號加噪聲在復(fù)位時是否確實為0，因此引入了被稱為是重新積分任意常數(shù)的誤差，然而其大小不大于所需信號的變化。圖4說明了具有這個恒定偏移和系數(shù)斜率的I、Q波形。偏移和斜率對I和Q波形來說是獨立的，必須分別判定。一個簡單方法是簡單地把最直的線貼近形成為Y＝aX+b的數(shù)字值序列。曲線貼近法是一種熟知的技術(shù)。在最小方差意義上把一條直線貼近I和Q序列的結(jié)果是對I波形的斜率產(chǎn)生值a1，對I波形的恒定偏移產(chǎn)生值bI，并對Q波形產(chǎn)生相應(yīng)的值。因此，在進一步處理之前，從I和Q波形中減掉斜率和偏差。這種簡單過程可以滿足信號段相對較長以致于在該段上信息調(diào)制平均為0的情況，不會在決定斜率和偏移時導(dǎo)致嚴(yán)重不準(zhǔn)確性。在不是如此的情況中，當(dāng)信息波形已知道時，在對可能表示數(shù)字化語音信號的數(shù)字信息進行解碼期間偏移和斜率的初始估計可被細(xì)化，并可以從斜率和偏移的判定中被減掉。對于通過維特比均衡器對數(shù)字化信息的解碼，可以在處理每個I、Q抽樣后連續(xù)地執(zhí)行細(xì)化，這最好由叫做“每維特比狀態(tài)卡爾曼”的技術(shù)來解決，這在用于更新頻率誤差估計的美國專利第5,136,616號中，在用于信道估計美國專利5,204,878中和在標(biāo)題為“快速自助增益控制”關(guān)于信道增益估計的美國專利申請08/305,651中已作了描述。這些專利和應(yīng)用在此列出作為參考。
在“每狀態(tài)卡爾曼”技術(shù)中，用于解碼數(shù)據(jù)序列的維特比順序最大似然序列估計過程保持了一些至今還未解出的數(shù)據(jù)序列假設(shè)。伴隨著每個更新的數(shù)據(jù)序列假設(shè)，可以對I、Q波形的斜率和偏移作估計，效果是假設(shè)的數(shù)據(jù)序列被去掉。對每個狀態(tài)，根據(jù)已知的維特比技術(shù)計算路徑量度，并且表示相關(guān)的數(shù)據(jù)序列假設(shè)的似然性是正確的。這些與每個數(shù)據(jù)序列假設(shè)相關(guān)的參數(shù)叫做“狀態(tài)存儲器”。存儲在特定狀態(tài)的偏移和斜率用于預(yù)測下一個I、Q值，它首先假設(shè)下個數(shù)據(jù)比特是0，然后假設(shè)它是二進制1。計算預(yù)測的和實際的I、Q值間的不匹配量，然后加到累加路徑量度上，以獲得新的路徑量度。這樣，首先把狀態(tài)數(shù)加倍，但是然后可藉助于選擇來只保留在除它們最老的比特之外全部比特方面一致的最好的狀態(tài)對而被減半。重新獲得的狀態(tài)包括已經(jīng)延伸了一個數(shù)據(jù)符號的數(shù)據(jù)序列假設(shè)，每個狀態(tài)中的斜率和偏移的估計，可根據(jù)假設(shè)新符號已經(jīng)被加到每個延伸后的數(shù)據(jù)序列是真實的而被更新。最后，具有最低路徑量度的狀態(tài)被選擇作為最可能為真的解碼后的數(shù)據(jù)序列，因為數(shù)據(jù)序列已被專門進行了處理，相關(guān)的I、Q斜率和偏移量最好的估計。然后，斜率誤差可例如藉助于圖3所示的方法，或藉助于更簡單的方法例如通過反饋一個控制信號來調(diào)整正和負(fù)電流源的相對值來校正模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換過程。本領(lǐng)域的技術(shù)人員應(yīng)該明白，數(shù)字信息可以使用多種技術(shù)被調(diào)制到無線輸入信號上。例如，數(shù)字信息可以藉使用曼徹斯特碼頻率調(diào)制，高斯最小位移鍵控DQPSK和π/4-DQPSK來被調(diào)制。
對上述的和包括對I、Q波形偏流和斜率補償都校準(zhǔn)的零中頻接收機的改進不是意味著限制而是舉例說明，本領(lǐng)域的技術(shù)人員將能建議其它實現(xiàn)斜率補償?shù)姆椒?，然而這些被認(rèn)為是屬于下面的權(quán)利要求中列出的本發(fā)明的精神的。本發(fā)明的范圍是由附加的權(quán)利要求指出的，而不是上述的描述指出的，以及在本發(fā)明的意義和范圍內(nèi)的所有改變是要包括在其中的。
權(quán)利要求
1.一種用于把信號直接變頻為基帶信號進行處理的改進型無線接收裝置，包括直接變頻裝置，用于把無線輸入信號變頻為具有一個實波形和一個虛波形的復(fù)基帶信號；以及斜率和偏移補償裝置，用于估計所述的實和虛波形中的偏移和系統(tǒng)性漂移，并且對所述的漂移和偏移進行補償，以使對調(diào)制在所述的無線輸入信號上的信息的解碼基本上不受損傷。
2.按照權(quán)利要求1的接收機，其特征在于，所述的補償裝置包括對所述的實和虛波形抽樣及模數(shù)轉(zhuǎn)換，用于產(chǎn)生復(fù)數(shù)的表示序列。
3.按照權(quán)利要求2的接收機，其特征在于，所述的復(fù)數(shù)暫時存儲在電子存儲器或緩存器中。
4.按照權(quán)利要求3的接收機，其特征在于，所述的補償裝置進一步又包括處理器裝置用于處理存儲在所說的存儲器中的復(fù)數(shù)，用于分別估計所說的復(fù)數(shù)序列的實部和虛部偏移和斜率值。
5.按照權(quán)利要求4的接收機，其特征在于，所述的估計的偏移和斜率從所說的復(fù)數(shù)中被減掉，得到校正的復(fù)數(shù)，同時恒定偏移和系數(shù)斜率被去除。
6.按照權(quán)利要求5的接收機，其特征在于，進一步包括裝置，用于進一步處理所說的校正的復(fù)數(shù)，以對信息解調(diào)及解碼。
7.按照權(quán)利要求6的接收機，其特征在于，所述的信息是數(shù)字信息。
8.按照權(quán)利要求7的接收機，其特征在于，所述的數(shù)字信息表示數(shù)字化的語音信號。
9.按照權(quán)利要求6的接收機，其特征在于，所述的進一步處理是對模擬語音調(diào)制信號進行解調(diào)。
10.按照權(quán)利要求9的接收機，其特征在于，所述的模擬語音調(diào)制是頻率調(diào)制。
11.按照權(quán)利要求7的接收機，其特征在于，所述的數(shù)字信息被曼徹斯特碼頻率調(diào)制在所說的無線輸入信號上。
12.按照權(quán)利要求7的接收機，其特征在于，所述的數(shù)字信息藉使用高斯最小位移鍵控被調(diào)制在所說的無線輸入信號上。
13.按照權(quán)利要求7的接收機，其特征在于，其中所述的數(shù)字信息藉使用DQPSK或π/4-DQPSK被調(diào)制在所述的無線輸入信號上。
14.改進的模數(shù)轉(zhuǎn)換裝置包括比較器裝置，用于將輸入信號電壓和反饋電壓進行比較，并且以由時鐘脈沖串決定的規(guī)則重復(fù)速度產(chǎn)生高/低指示；主積分電容器裝置，用于積分受控的電流，以產(chǎn)生所說的反饋電壓；充電泵裝置，用于產(chǎn)生所說的受控電流，其幅度大小由一個步長控制器控制，在方向和符號上根據(jù)所說的高/低指示；步長控制器裝置，用于根據(jù)所說的高/低指示的過去的值控制所說的電流幅度大小，并且分別對于正向電流和負(fù)向電流生成數(shù)字步長值，表示由所說的充電泵產(chǎn)生的電流幅度大小；以及累加器裝置，用于加上或減去所說的數(shù)字步長值，生成一系列表示所說的輸入信號電壓波形的累計的數(shù)字值。
15.按照權(quán)利要求14的改進的模數(shù)轉(zhuǎn)換技術(shù)，其特征在于，進一步包括校準(zhǔn)裝置，用于確定最精確地分別表示正電流和負(fù)電流的所述數(shù)字步長值。
16.一種用于對調(diào)制了信息符號的信號進行處理以解決加性偏移和斜率的方法，包括對偏移和斜率作一個初步的估計；對有一個或多個信息符號的序列的所有可能值進行假設(shè)；對每個所說的假設(shè)，用相關(guān)的數(shù)據(jù)符號序列作偏移和斜率的改善的估計，并對應(yīng)于每個所說的假設(shè)把偏移和斜率的改善估計值進行存儲；對每個假設(shè)藉使用所說的偏移和斜率的改善的估計來計算期望的信號值，并且計算所說的調(diào)制信號的抽樣和所說的期望值間的失配值；把所說的假設(shè)順序延伸一個符號，更新所說的斜率和偏移估計，并且累加所說的失配值，對每個延伸后的假設(shè)生成一個路徑量度；并且根據(jù)所說的路徑量度值，藉使用維特比順序最大似然序列估計過程在所說的假設(shè)間進行判決，產(chǎn)生所說的調(diào)制的信息符號的一個最可能的假設(shè)，它基本上不受加性斜率和偏移的損傷。
17.按照權(quán)利要求16的方法，其特征在于，所述的數(shù)字信息是被曼徹斯特碼頻率調(diào)制在所說的無線輸入信號。
18.按照權(quán)利要求16的方法，其特征在于，所述的數(shù)字信息藉使用高斯最小位移鍵控被調(diào)制在所說的無線輸入信號上。
19.按照權(quán)利要求16的方法，其特征在于，所說的數(shù)字信息是藉使用DQPSK或π/4-DQPSK被調(diào)制在所說的無線輸入信號上。
20.按照權(quán)利要求16的方法，其特征在于，所述的信息是數(shù)字信息。
21.按照權(quán)利要求20的方法，其特征在于，其中所述的數(shù)字信息表示數(shù)字化的語音信號。
全文摘要
本發(fā)明公開了一種用于處理調(diào)制了信息符號的信號的方法來解決加性偏移和斜率。首先,對偏移和斜率作一個初步的估計,然后對具有一個或多個信息符號的一個序列的所有可能值作出假設(shè)。對每個所說的假設(shè),相關(guān)的數(shù)據(jù)符號序列用于對偏移和斜率作進一步的改善的估計,并且把改善的偏移和斜率的估計的估計用于計算期望的信號以及調(diào)制信號抽樣與期望值之間的失配值。這些假設(shè)然后順序延伸一個符號,斜率和偏移被更新,失配值累計下來成為每個延伸后的假設(shè)的路徑量度值,基于所說的路徑量度值,藉使用維特比順序最大似然序列估計過程在所說的這些假設(shè)間進行判決,產(chǎn)生所說的調(diào)制的信息符號的最可能的假設(shè),它基本是沒有受所說的加性斜率和偏移的損傷的。
文檔編號H03D7/16GK1183179SQ96193645
公開日1998年5月27日 申請日期1996年3月1日 優(yōu)先權(quán)日1995年3月9日
發(fā)明者B·林奎斯特, P·W·登特 申請人:艾利森公司