專利名稱：：用于增強(qiáng)不對稱二元調(diào)制信號的沖擊濾波方法
技術(shù)領(lǐng)域：
：本發(fā)明涉及一種特殊的沖擊濾波方法，用于增強(qiáng)不對稱二元調(diào)制信號的信噪比，屬于數(shù)字信息接收的
技術(shù)領(lǐng)域：
。
背景技術(shù)：
：在碼元周期T內(nèi)鍵控正弦載波的幅度(2ASK)、頻率(2FSK)或相位(2PSK)，是數(shù)字通信、雷達(dá)、聲吶等信息系統(tǒng)的基本二元(二進(jìn)制)調(diào)制模式。如果調(diào)制時段Kr，就得到不對稱的二元偏移鍵控(ABSK:AsymmetricBinaryShiftKeying)調(diào)制。而通常數(shù)字通信中所用的二進(jìn)制調(diào)制則都是"0"和"1"對稱調(diào)制的，例如，在如下的一種統(tǒng)一的二元幅度/相位調(diào)制表達(dá)式中"卜"[xsin叫設(shè)"o"和"i"所調(diào)制的正弦波形分別為/。(o和，則如果令"o"和"i"的信號幅度相等(即取^=^)、調(diào)制時段相等(即取r-r)且相互反相(即取6>=")，就得至i於2典的二元相移鍵控(BPSK)調(diào)制；而如果保持(1)式中5=爿但取7<71甚至7"71，就得到一種重要的ABSK調(diào)制信號——擴(kuò)展的BPSK(簡稱EBPSK)調(diào)制信號，可大幅提高調(diào)制信號的頻譜利用率(可參見"自然科學(xué)進(jìn)展"2007年第11期1467-1473頁)。但這樣一來，EBPSK調(diào)制信號的"0"、"1"波形差異變小了，即A(O和,(O只在時間間隔r內(nèi)才可能不同，若直接用經(jīng)典的相關(guān)檢測器或匹配濾波器進(jìn)行解調(diào)就要求有更高的輸入信噪比(SNR)。為了盡可能提高ABSK調(diào)制信號對于發(fā)射功率的利用效率，必須尋求在解調(diào)前既能最大限度地濾除噪聲和干擾，又能盡量保持信號有效特征的濾波方法，此即對ABSK信號進(jìn)行增強(qiáng)的含義。但是，經(jīng)典的濾波理論和常規(guī)的濾波器設(shè)計很難滿足這一要求。注意到ABSK調(diào)制信號的有效特征，僅僅在于波形"1"的[O,r]時段，在碼元已同步狀態(tài)下對于(r,T]時段的波形誤差不太關(guān)心。因此，有必要也有可能對ABSK信號探索其它的特殊窄帶帶通濾波器設(shè)計理念和方法，這是高效調(diào)制解調(diào)器的技術(shù)關(guān)鍵。美國的H.R.Walker博士利用普通的電路元件，發(fā)明了所謂"零群時延"晶體帶通濾波器，幾經(jīng)簡化，得到主要如圖1所示的幾種單晶體濾波器及其級聯(lián)應(yīng)用(可參見"UltraNarrowBandModulationTextbook"，http://www.vmsk.org/)。其中之一的掃頻響應(yīng)及其對于反相1個載波周期調(diào)制信號的響應(yīng)分別如圖2(a)和圖2(b)所示盡管在48MHz的中頻上其3dB帶寬僅約lkHz，但其輸出時域響應(yīng)中的相位反轉(zhuǎn)周期卻清晰可見，沒有噪聲時不難檢測。可也正是由于要采用石英晶體實(shí)現(xiàn)，而晶體濾波器的中心頻率一旦設(shè)定就不可調(diào)，不僅靈活性差，而且難以數(shù)字化集成。特別是受限于石英晶體自身參數(shù)的精度、穩(wěn)定度和溫度漂移、老化，因而可靠性、穩(wěn)定性、靈活性和一致性都很差，因此，美國的這類"零群時延"晶體帶通濾波器一直未能實(shí)用化，更未見產(chǎn)業(yè)化。只有突破零群時延石英晶體濾波器的技術(shù)本質(zhì)，并用數(shù)字濾波器技術(shù)加以實(shí)現(xiàn)，才能使ABSK高效調(diào)制技術(shù)走向?qū)嵱?。而對此，Walker本人以及國內(nèi)外眾多學(xué)者和通信工程師一直認(rèn)為是不可能的。因?yàn)闊o論是采用現(xiàn)有的無限沖激響應(yīng)(IIR:InfiniteImpulseResponse)設(shè)計還是采用有限沖激響應(yīng)(FIR:FiniteImpulseResponse)設(shè)計，ABSK調(diào)制信號經(jīng)過這樣窄的帶通數(shù)字濾波器后，所攜帶的信息也將被一并濾除，剩下的只是一個在濾波器中心頻率處作為載波的純粹正弦波！我們曾在"一種用于統(tǒng)一二元調(diào)制信號的解調(diào)方法"中，利用極其靠近的共軛零點(diǎn)-共軛極點(diǎn)對(以下簡稱單零點(diǎn)-單極點(diǎn))分別模擬石英晶體的串聯(lián)-并聯(lián)諧振頻率，一舉實(shí)現(xiàn)了具有"零群時延"特性的IIR數(shù)字濾波器(發(fā)明專利申請?zhí)?00810124475.6)。雖然能較好地保持甚至突出ABSK調(diào)制信號的波形特征(圖3(b))，但整體濾波特性(圖3(a))遠(yuǎn)不夠陡峭，去噪聲并增強(qiáng)信號的能力尚有很大的改進(jìn)空間
發(fā)明內(nèi)容技術(shù)問題本發(fā)明的目的是針對不對稱的二元偏移鍵控ABSK調(diào)制信號，尋求更好的增強(qiáng)其信噪比的數(shù)字濾波方法，要求該方法能夠與ABSK調(diào)制信號波形相適配，不僅保持而且盡可能地突出濾波信號的調(diào)制特征，并最大限度地濾除噪聲，從而提升接收機(jī)的解調(diào)性能和抗干擾能力，簡化接收機(jī)結(jié)構(gòu)。這里的問題是，石英晶體的品質(zhì)因數(shù)(Q值)可以很高，因此晶體帶通濾波器的頻率響應(yīng)可以非常陡峭；而為了保證數(shù)字IIR濾波器的穩(wěn)定性，用來逼近晶體帶通濾波器選頻特性的濾波器極點(diǎn)不能在Z平面的單位圓上，因而單零點(diǎn)-單極點(diǎn)對的整體濾波特性不可能好。特別是對于帶通濾波器的整體頻率響應(yīng)而言，零點(diǎn)和極點(diǎn)的作用是相互抵消的，引入零點(diǎn)會嚴(yán)重?fù)p害帶通濾波器的整體頻率響應(yīng)；可一旦去掉該零點(diǎn)，則該IIR濾波器匹配ABSK信號調(diào)制特征的作用便不復(fù)存在，ABSK調(diào)制信號中的所有突變信息將全部"抹平"，濾波結(jié)果就只剩下不含任何調(diào)制信息的純粹正弦波。例如不可能在EBPSK調(diào)制信號的相位跳變處產(chǎn)生幅度跳變波形以突出調(diào)制信息，即不可能得到圖3(b)中第2個波形。為解決以上技術(shù)問題而提出一種用于增強(qiáng)不對稱二元調(diào)制信號的沖擊濾波方法。技術(shù)方案根據(jù)實(shí)驗(yàn)研究和理論分析我們發(fā)現(xiàn)，對于所要求的濾波特性，零點(diǎn)至關(guān)重要，但不能多，而Walker所強(qiáng)調(diào)的"零群時延"特性卻并非必要。因此本發(fā)明的基本技術(shù)方案就是單零點(diǎn)加多極點(diǎn)的IIR窄帶帶通數(shù)字濾波器，即只保留一個零點(diǎn)，但由于零點(diǎn)的位置不影響濾波器的穩(wěn)定性，故將該零點(diǎn)取在Z平面的單位圓上，以便將零點(diǎn)的陷波作用發(fā)揮到極致。有益效果1)可在保持甚至突出信號調(diào)制特征的同時更好地去除噪聲。本專利申請所發(fā)明的數(shù)字濾波機(jī)理不僅濾除噪聲的能力強(qiáng)(因?yàn)閹捳?，而且可在ABSK信號的信息調(diào)制處產(chǎn)生很高的幅度沖擊，這一性質(zhì)對于通信、雷達(dá)、聲吶等都特別重要，但卻為常規(guī)濾波器的致命弱點(diǎn)。2)傳輸效率高。本專利申請所發(fā)明的數(shù)字沖擊濾波器能夠利用極窄的陷波-選頻特性很好地突出淹沒在噪聲中的ABSK調(diào)制信號的信息特征，因而可有效地提高ABSK解調(diào)器的誤碼率性能，從而可以更有效地利用信號的發(fā)射功率，增大通信距離；而如果發(fā)射功率不變，則由于ABSK調(diào)制方式的頻譜利用率高于傳統(tǒng)對稱的二元鍵控調(diào)制方式(如BPSK、FSK和ASK等)，于是采用ABSK調(diào)制就可在同等的帶寬內(nèi)傳輸更高的信息碼率。3)靈活性強(qiáng)。本專利申請所發(fā)明的數(shù)字濾波器極點(diǎn)個數(shù)不限，甚至還可以擴(kuò)展到多個零點(diǎn)的情況，且載頻與濾波器中心頻率的偏差可以根據(jù)不同的系統(tǒng)要求進(jìn)行設(shè)定，即可在很大的自由度下控制濾波性能，以適應(yīng)不同的信道環(huán)境。4)簡化了接收機(jī)結(jié)構(gòu)。a.本專利申請所發(fā)明的特殊沖擊濾波器與ABSK調(diào)制信號相配合，在對應(yīng)于"1"的調(diào)制波形的起始處產(chǎn)生很高的沖擊，其幅度明顯高于無信息調(diào)制處的原始波形，因而可以直接通過幅度檢測或者再利用拖尾部分能量綜合累積檢測來判決"0"、"1"信號；b.本專利申請所發(fā)明的特殊沖擊濾波器為數(shù)字化的IIR濾波器，只有幾階，因而計算量和硬件實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度都極大地降低；c.徹底革除了石英晶體濾波器，穩(wěn)定性大為提高，使得整個ABSK傳輸系統(tǒng)可實(shí)現(xiàn)全數(shù)字化處理，特別有利于接收機(jī)的集成電路芯片集成和簡化。圖1是Walker發(fā)明的3種單晶體"零群時延"帶通濾波器。圖2中(a)是圖1之一的晶體濾波器的掃頻響應(yīng)，(b)是對于反相1個載波周期調(diào)制信號的響應(yīng)。圖3是200810124475.6號專利申請所提出的單零點(diǎn)-單極點(diǎn)IIR濾波器，其中(a)為濾波器的幅頻特性和相頻特性曲線；(b)為由(1)式所定義的EBPSK調(diào)制信號通過該濾波器前后的時域波形對比。圖4是本發(fā)明將圖3(a)的零點(diǎn)取到Z平面單位圓上時陷波加深后的單零點(diǎn)-單極點(diǎn)IIR濾波器的局部幅頻特性曲線。圖5是本發(fā)明所提出的單零點(diǎn)-雙極點(diǎn)濾波器的結(jié)構(gòu)框圖。圖6是圖5所示單零點(diǎn)-雙極點(diǎn)濾波器的實(shí)施效果，其中(a)為該濾波器的整體幅頻特性，在約465kHz中心頻率的極窄鄰域內(nèi)呈現(xiàn)陷波-選頻特性；(b)為該幅頻特性和相頻特性的局部展放大圖；而(c)則為該濾波器的實(shí)施效果，從上到下的波形曲線依次為原始的EBPSK調(diào)制信號；加噪聲后的原始信號波形，信噪比為SNR-5dB;加噪聲信號(SNR=5dB)通過該濾波器后的輸出波形；SNR=OdB時的加噪聲原始信號波形；加噪聲信號(SNR=OdB)通過該濾波器后的輸出波形。圖7是本發(fā)明所提出的單零點(diǎn)-3極點(diǎn)濾波器的實(shí)施效果，其中(a)為該濾波器的整體幅頻特性；(b)是其局部幅頻-相頻特性展寬圖；(c)則為該濾波器的實(shí)施效果，其中從上到下的波形曲線的說明與圖6(c)相同。圖8是本發(fā)明所提出的單零點(diǎn)-4極點(diǎn)濾波器的實(shí)施效果，其中(a)為該濾波器的整體幅頻特性；(b)是其展寬的局部幅頻-相頻特性；(c)則為該濾波器的實(shí)施效果，從上到下的波形曲線依次為原始的EBPSK調(diào)制信號；SNR=5dB時的加噪聲信號；SNR4dB加噪聲信號的濾波輸出波形；SNR=OdB時的加噪聲信號；SNR:5dB加噪聲信號的濾波輸出波形；SNR=-2dB時的加噪聲信號；SNR=-2dB加噪聲信號的濾波效果。圖9是本發(fā)明所提出的單零點(diǎn)-5極點(diǎn)濾波器的實(shí)施效果，其內(nèi)容說明與圖8相同。圖10是本發(fā)明所提出的單零點(diǎn)-3極點(diǎn)濾波器與200810124475.6號專利申請所提出的單零點(diǎn)-單極點(diǎn)濾波器用于解調(diào)EBPSK信號的性能對比。具體實(shí)施例方式以單一的零點(diǎn)-極點(diǎn)對為基礎(chǔ)，再添加一個或多個極點(diǎn)，即可在ABSK信號的信息調(diào)制處產(chǎn)生比單零點(diǎn)-單極點(diǎn)IIR濾波器更加強(qiáng)烈和明顯的沖擊波形，且濾波器帶寬顯著縮窄，輸出信噪比得到更大的提升，甚至可在信號被噪聲完全淹沒的情形下(信噪比SNR〈0)以過沖的形式突顯出信號的調(diào)制信息，故可稱之為數(shù)字沖擊濾波器(ImpactingFilters)或ABSK信號數(shù)字增強(qiáng)器。但必須注意以下技術(shù)要求1、零、極點(diǎn)非?？拷员阍跒V波器中心頻率的極窄鄰域內(nèi)呈現(xiàn)陷波-選頻特性，但零點(diǎn)頻率不能在極點(diǎn)頻率之間。也就是說，如果零點(diǎn)頻率在濾波器頻率的低端，則其低于所有極點(diǎn)的頻率，反之亦然。但從強(qiáng)化濾除高頻噪聲和脈沖干擾的角度考慮，首選零點(diǎn)頻率低于極點(diǎn)頻率；2、零點(diǎn)最好在Z平而的單位圓上，極點(diǎn)應(yīng)在單位圓內(nèi)且盡量具有相同的相角；3、濾波器的峰值頻率與ABSK信號的載波頻率不一致，且其偏移量由ABSK信號的調(diào)制度與該濾波器的相頻特性相配合來確定，使得在濾除噪聲的同時能夠把輸入信號的調(diào)制參數(shù)變化突出為輸出信號的幅度沖擊波形；4、極點(diǎn)越多，沖擊能量越大，但碼間干擾也隨之增加，故極點(diǎn)并非越多越好；5、為了保證濾波器系數(shù)為實(shí)數(shù)，無論是零點(diǎn)，還是極點(diǎn)，均應(yīng)共軛成對出現(xiàn)。下面詳述實(shí)施例1、我們在200810124475.6號發(fā)明專利中請中，以單零點(diǎn)-單極點(diǎn)的IIR濾波器作為實(shí)施例，其傳遞函數(shù)為<formula>formulaseeoriginaldocumentpage6</formula>其中/=2、>/=1，6。=1、"=-1.630、62=1，且a,=1.608、a2=—0.996。得到的濾波器幅頻特性和相頻特性如圖3(a)所示。將(1)式定義的如圖3(b)第1道波形所示的EBPSK調(diào)制信號的載頻位于濾波器峰值左側(cè)(低端)輸入時，得到濾波器的輸出信號如圖3(b)第2道波形所示?？梢娦盘柕南辔惶兲幃a(chǎn)生增大的寄生調(diào)幅，即相位跳變部分的幅度有所升高，但其它時段的信號幅度反而有一定程度的衰減。2、為了改善IIR帶通濾波器的總體選頻性能(即縮窄其總體帶寬)，應(yīng)該增加極點(diǎn)，這是本領(lǐng)域的公知常識；但為了使EBPSK信號相位跳變處濾波器輸出波形的幅度跳變更高，所加極點(diǎn)的位置必須與原極點(diǎn)均位于零點(diǎn)右方，以保證極點(diǎn)頻率均高于零點(diǎn)頻率，且所加極點(diǎn)的相角應(yīng)盡可能與原極點(diǎn)相角相同，而且零點(diǎn)必不可少，但不能多。這是本專利申請的重要發(fā)現(xiàn)。為此，我們構(gòu)思了單零點(diǎn)-多極點(diǎn)的nR濾波器實(shí)現(xiàn)方案，首先將該零點(diǎn)置于Z平面的單位圓上，即在濾波器傳遞函數(shù)(如(2)、(3)式)的分子中均取6。=62=1和6、=-1.6181733185991785，以最大限度地發(fā)揮零點(diǎn)的功效。圖4顯示，這樣的確可以比圖3(a)陷波更深(理論上該點(diǎn)的衰減為無窮大)。3、本發(fā)明首先實(shí)施單零點(diǎn)-雙極點(diǎn)方案。在(2)式中取/=4、7=2，得到其傳遞函數(shù)為<formula>formulaseeoriginaldocumentpage6</formula>相應(yīng)的濾波器結(jié)構(gòu)如圖5所示。在(3)式中取<formula>formulaseeoriginaldocumentpage6</formula>得到一種新穎的濾波器整體幅頻特性如圖6(a)所示。將其與圖4相比可見單零點(diǎn)-單極點(diǎn)濾波器雖然在中心頻率(約465kHz)的極窄鄰域內(nèi)呈現(xiàn)陷波-選頻特性，但在圖4橫坐標(biāo)的整個350kHz-800kHz頻帶內(nèi)，整體上幾乎沒有濾波效果；而本發(fā)明實(shí)施的單零點(diǎn)-雙極點(diǎn)濾波器不僅在0-2.4MHz的整個頻帶內(nèi)呈現(xiàn)出明顯的帶通特性(例如在與圖4低端對應(yīng)的350kHz處約衰減16dB，在與圖4高端對應(yīng)的800kHz處約衰減31dB)，同時還仍然保留了在465kHz鄰域內(nèi)極窄的陷波-選頻特性，圖6(b)即為該局部幅頻特性和相頻特性的展寬效果圖。圖6(c)則為該濾波器的實(shí)施效果。其中從上到下第1道波形為原始的EBPSK調(diào)制信號；第2道和第4道為原始信號添加噪聲后的波形，信噪比分別為SNf^5dB和SNR=0dB;而第3道和第5道波形則分別為該兩道加噪聲信號通過該濾波器后的輸出波形。可見在EBPSK調(diào)制信號的相位跳變(即調(diào)制信息為"1")處，濾波器輸出信號的幅度也有所不同，據(jù)此可利用門限判決來實(shí)現(xiàn)"1"的檢測，從而達(dá)到EBPSK信號的解調(diào)(參見圖中標(biāo)識的"0"和"1")。更為重要的是，對比圖6(c)以及圖4各道波形的縱坐標(biāo)比例，立即可以發(fā)現(xiàn)本發(fā)明所實(shí)施的單零點(diǎn)-雙極點(diǎn)濾波器，不僅濾波效果更明顯，而且可將輸入信號的調(diào)制信息(例如EBPSK信號的相位跳變)突出為很高的幅度沖擊波形(約從±2提升到±42)。4、本發(fā)明接著實(shí)施單零點(diǎn)-3極點(diǎn)方案，濾波器傳遞函數(shù)在形式上仍如(2)式，零點(diǎn)不變，只是極點(diǎn)的濾波器系數(shù)(/=6)取a,=-4.5781931992746454，a2=9.6546659241157258，a3=-11.692079480819313，a4=8.5756341567768217，a5=-3.6121554794765309,a6=0.70084076007371199，得到如圖7(a)所示的濾波器整體幅頻特性，和如圖7(b)所示的局部幅頻-相頻特性展寬圖。與圖6(a)、(b)相比可見單零點(diǎn)-3極點(diǎn)濾波器不僅仍然保留了極窄的中頻陷波-選頻特性，而且在0-2.訓(xùn)Hz的整個頻帶內(nèi)呈現(xiàn)出更優(yōu)良的帶通特性(例如在350kHz處衰減約17dB，而800kHz處則加大到約55dB)。圖7(c)則為該濾波器的實(shí)施效果，其中各道波形的含義與圖6(c)類似，可見增加極點(diǎn)后不僅濾波效果更明顯，而且單零點(diǎn)-3極點(diǎn)濾波器可將輸入信號相位跳變轉(zhuǎn)換為幅度放大約IOOO倍的輸出沖擊波形(約從±2提升到±160)。5、本發(fā)明繼續(xù)實(shí)施單零點(diǎn)-4極點(diǎn)方案，濾波器傳遞函數(shù)在形式上仍如(2)式，零點(diǎn)不變，只是極點(diǎn)的濾波器系數(shù)(/=8)取a,=-6.1150669443734404，a2=17,593270852070781，a3=-30,66190141963812，a4=35.258220132970798，a5=-27.343924194038685,a6=13.991777506187015，a7=-4.3370740838799371，a8=0.63250878596652416，得到如圖8(a)所示的濾波器整體幅頻特性，和如圖8(b)所示的局部幅頻-相頻特性展寬圖。與圖7(a)、(b)相比可見單零點(diǎn)-4極點(diǎn)濾波器不僅仍然保留了極窄的中頻陷波-選頻特性，而且在0-2.4腿z的整個頻帶內(nèi)呈現(xiàn)出更優(yōu)良的帶通特性(例如在350kHz處衰減加大到約28dB，而800kHz處則加大到約65dB)。圖8(c)則為該濾波器的實(shí)施效果，其中各道波形的含義與圖7(c)類似，只是新增第6道SNR=-2dB的原始信號添加噪聲后的時域波形，及其通過該濾波器后的輸出波形作為第7道。與圖7(c)類似，增加極點(diǎn)后不僅濾波效果更明顯，而且單零點(diǎn)-4極點(diǎn)濾波器可將輸入信號相位跳變轉(zhuǎn)換為幅度放大約1000倍的輸沖擊波形(約從±2提升到±2000)。6、最后，本發(fā)明再給出單零點(diǎn)-5極點(diǎn)方案，濾波器傳遞函數(shù)在形式上仍如(3)式，零點(diǎn)不變，只是極點(diǎn)系數(shù)(/=10)取a,=-7.6681183078417003，a2=28.011883907729636，a3=-63.620800400247603，a4=99.091686356537593，a5=-110.35975939335152，a6=88.952271932857428，a7=-51.267183754434257,as=20.263029755101066，a9=-4.9793661081547125，a10=0.58292009714674853，得到分別如圖9(a)和(b)所示的濾波器整體和局部特性。與圖8(a)、(b)相比可見單零點(diǎn)-5極點(diǎn)濾波器的帶通特性和去除噪聲的能力更加優(yōu)秀(例如在350kHz處衰減加大到約38dB，而800kHz處則加大到約80dB)。圖9(c)則為該濾波器的實(shí)施效果，其中各道波形的含義和參數(shù)與圖8(c)相同。可見，單零點(diǎn)-5極點(diǎn)濾波器可將輸入信號相位跳變處的幅度放大約13000倍(約從士3提升到±40000)，增益超過80dB。雖然更有利于幅度的門限判決檢測，但沖擊波形在時間上的拖尾也更長，更可能延伸至下一碼元周期而產(chǎn)生碼間干擾。因而我們并不能無限制地增加極點(diǎn)，而是要在沖擊幅度和拖尾長度間找到最佳的平衡點(diǎn)，使得有利于信號檢測的同時不產(chǎn)生碼間干擾。6、為了考察本發(fā)明對于EBPSK信號傳輸性能的改善，分別將加有高斯白噪聲的EBPSK調(diào)制信號通過圖3(a)所示的由200810124475.6號專利申請所提出的單零點(diǎn)-單極點(diǎn)濾波器，和本發(fā)明申請所提出的由圖7(a)所示的單零點(diǎn)-3極點(diǎn)濾波器，再對其濾波輸出信號進(jìn)行幅度判決檢測以實(shí)現(xiàn)所傳輸信息的解調(diào)，所得到的誤碼率-信噪比曲線如圖IO所示。則由圖IO可見，當(dāng)誤碼率為3^=10—4時，本發(fā)明可使信噪比大約節(jié)省4dB。實(shí)施實(shí)驗(yàn)表明1個零點(diǎn)和24個極點(diǎn)是較好的組合。同時新增加的極點(diǎn)相角應(yīng)盡可能與已有極點(diǎn)相角相同且不能太靠近單位圓，這樣幅頻響應(yīng)邊帶衰減更快。而且值得指出的是，從上述典型實(shí)施案例的相頻特性可以看出，本申請所發(fā)明的沖擊濾波器，均未用到所謂的"零群時延"特性。如表l所示是說明書中所用參量的定義<table>tableseeoriginaldocumentpage8</column></row><table>權(quán)利要求1、一種用于增強(qiáng)不對稱二元調(diào)制信號的沖擊濾波方法，其特征在于采用一類特殊的無限沖激響應(yīng)IIR窄帶數(shù)字帶通濾波器，由諧振頻率非?？拷囊粚曹椓泓c(diǎn)和至少兩對共軛極點(diǎn)構(gòu)成；2、根據(jù)權(quán)利要求l所述的用于增強(qiáng)不對稱二元調(diào)制信號的沖擊濾波方法，其特征在于在該liK濾波器通帶內(nèi)的中心頻率處呈現(xiàn)出一個極窄的陷波-選頻特性，使得不對稱二元調(diào)制信號的濾波輸出波形在信息調(diào)制處產(chǎn)生明顯而強(qiáng)烈的寄生調(diào)幅沖擊，信噪比得以大幅提升；3、根據(jù)權(quán)利要求1所述的用于增強(qiáng)不對稱二元調(diào)制信號的沖擊濾波方法，其特征在于在該濾波方法所實(shí)現(xiàn)的一對共軛零點(diǎn)-多對共軛極點(diǎn)窄帶數(shù)字帶通濾波器中，零點(diǎn)諧振頻率低于輸入信號的載波頻率，而極點(diǎn)頻率則全部高于輸入信號的載波頻率；4、根據(jù)權(quán)利要求l所述的用于增強(qiáng)不對稱二元調(diào)制信號的沖擊濾波方法，其特征在于在該濾波方法所實(shí)現(xiàn)的一對共軛零點(diǎn)-多對共軛極點(diǎn)窄帶數(shù)字帶通濾波器中，該零點(diǎn)位于z平面的單位圓上或盡量靠近單位圓，而多個極點(diǎn)的相角盡量保持相同。全文摘要本發(fā)明公開了一種用于增強(qiáng)不對稱二元調(diào)制信號的沖擊濾波方法，屬于數(shù)字信息接收
技術(shù)領(lǐng)域：
。用于增強(qiáng)這種信號的沖擊濾波方法是基于一類特殊的無限沖激響應(yīng)(IIR)窄帶數(shù)字帶通濾波器，由單零點(diǎn)和多極點(diǎn)構(gòu)成，可在其中心頻率處再呈現(xiàn)一個極窄的陷波-選頻特性，使得與之適配的不對稱二元調(diào)制信號的濾波輸出波形在信息調(diào)制處產(chǎn)生明顯而強(qiáng)烈的寄生調(diào)幅沖擊，輸出信噪比得以大幅提升，甚至可在信號被噪聲完全淹沒的情形下以過沖的形式突顯出信號的調(diào)制信息，從而可顯著提升不對稱二元調(diào)制信號的傳輸性能，簡化接收機(jī)的結(jié)構(gòu)。文檔編號H03H17/06GK101599754SQ20091002987公開日2009年12月9日申請日期2009年3月26日優(yōu)先權(quán)日2009年3月26日發(fā)明者熳馮,吳樂南,鵬高申請人:東南大學(xué)