本申請涉及一種射頻功率放大器中的阻抗匹配電路，特別是涉及一種應(yīng)用于GSM模式的射頻功率放大器中的阻抗匹配電路。

背景技術(shù)：

以手機(jī)為代表的移動(dòng)通訊終端中，射頻功率放大器必不可少。射頻功率放大器位于發(fā)射機(jī)的末級，用來將已調(diào)制射頻信號放大到所需功率值后送天線發(fā)射。

當(dāng)一個(gè)電路的特征尺寸(characteristic length)遠(yuǎn)小于該電路所運(yùn)行的電磁波的波長時(shí)，該電路可用較為簡單的集總元件模型(lumped element model，也稱集總參數(shù)模型，lumped parameter model，lumped component model)來描述。

當(dāng)一個(gè)電路的特征尺寸與該電路所運(yùn)行的電磁波的波長位于相同或相近的數(shù)量級，該電路就要用比較復(fù)雜但更為精確的分布元件模型(distributed element model)或傳輸線模型(transmission line model)來描述。

移動(dòng)通訊領(lǐng)域的射頻功率放大器就需要用分布元件模型和傳輸線模型來描述，此時(shí)阻抗匹配(impedance matching)就成為必須考慮的重要問題。阻抗匹配是指對電路負(fù)載的輸入阻抗和/或相應(yīng)信號源的輸出阻抗進(jìn)行設(shè)計(jì)，以使電路的功率傳輸最大化和/或使負(fù)載端的信號反射最小化。以射頻功率放大器為例，通常在信號輸入端有輸入匹配網(wǎng)絡(luò)，在信號輸出端設(shè)計(jì)有匹配網(wǎng)絡(luò)。如果射頻功率放大器由多級放大電路級聯(lián)組成，那么相鄰的放大電路之間還可能有級間匹配網(wǎng)絡(luò)。這些匹配網(wǎng)絡(luò)就是用來實(shí)現(xiàn)阻抗匹配的，然而匹配網(wǎng)絡(luò)通常只對較小頻率范圍內(nèi)的電磁波信號具有較好效果，即具有窄帶特性。

GSM(Global System for Mobile Communications，全球移動(dòng)通訊系統(tǒng))是第二代移動(dòng)通訊(2G)協(xié)議。目前得到商業(yè)應(yīng)用的GSM頻段有4個(gè)，分別是GSM-850、E-GSM-900、DCS-1800、PCS-1900。前兩個(gè)頻段的頻率范圍接近，可合稱為GSM低頻段。后兩個(gè)頻段的頻率范圍接近，可合稱為GSM高頻段?，F(xiàn)有的GSM射頻功率放大器通常設(shè)計(jì)有兩個(gè)通道，分別用于GSM低頻段、GSM高頻段的射頻信號放大，每個(gè)通道內(nèi)都具有獨(dú)立的匹配網(wǎng)絡(luò)。

2015年6月出版的《IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques》第63卷第6期有一篇文章《Electrothermal Effects on Performance of GaAs HBT Power Amplifier During Power Versus Time(PVT)Variation at GSM/DCS Bands》，作者是Liang Lin等。這篇文章的圖3(a)給出了一種由GaAs(砷化鎵)HBT實(shí)現(xiàn)的射頻功率放大器，可用于E-GSM-900頻段和DCS-1800頻段。這篇文章并沒有給出匹配電路的具體實(shí)現(xiàn)方式，由于所涉兩個(gè)頻段的頻率差別很大，需要兩個(gè)這樣的射頻功率放大器組成雙通道才能實(shí)現(xiàn)雙頻段的覆蓋。

請參閱圖1，這是一種現(xiàn)有的射頻功率放大器的輸出匹配網(wǎng)絡(luò)。為了清楚地描述電路功能，也示意性地表示出了放大電路和負(fù)載。

所述放大電路例如包括兩個(gè)晶體管，通常選用HBT(異質(zhì)結(jié)雙極晶體管)。晶體管一H1的基極作為輸入端in，發(fā)射極接地，集電極通過電容五C5連接晶體管二H2的基極，該集電極還連接負(fù)載電感一LD1。晶體管二H2的發(fā)射極接地，集電極同時(shí)連接電感一L1和電感二L2。

所述負(fù)載通常是指天線，這里用依次串聯(lián)的負(fù)載電感一LD1、負(fù)載電感二LD2和負(fù)載電容C1來表示，其中負(fù)載電感一LD1的另一端連接晶體管一H1的集電極，負(fù)載電容C1的另一端接地。

所述輸出匹配網(wǎng)絡(luò)包括電感一L1至電感四L4、電容二C2至電容四C4、寄生電感二LP2至寄生電感四LP4。電感一L1、電感二L2、電感三L3、電感四L4依次串聯(lián)，其中電感一L1的另一端連接負(fù)載電感二L2與負(fù)載電容C1之間，電感四L4的另一端作為輸出端out。電感一L1與電感L2之間還連接晶體管二H2的集電極。電感二L2與電感三L3之間還通過串聯(lián)的電容二C2和寄生電感二LP2接地。電感三L3和電感四L4之間還通過串聯(lián)的電容三C3和寄生電感三LP3接地。輸出端out還通過串聯(lián)的電容四C4和寄生電感四LP4接地。

圖1所示的輸出匹配網(wǎng)絡(luò)用來將50歐姆的阻抗轉(zhuǎn)化成2至3歐姆的阻抗提供給放大電路。該匹配網(wǎng)絡(luò)中采用了三級低通濾波(low pass filter)結(jié)構(gòu)，電感二L2與電容二C2和寄生電感二LP2構(gòu)成了第一級LC低通濾波器，電感三L3與電容三C3和寄生電感三LP3構(gòu)成了第二級LC低通濾波器，電感四L4與電容四C4和寄生電感四LP4構(gòu)成了第三級LC低通濾波器。這個(gè)三級低通濾波結(jié)構(gòu)通過選取各元件參數(shù)來設(shè)置各自的諧振頻率，可用來抑制特定頻率的諧波及高頻分量，例如用來抑制二次諧波、三次諧波等。

圖1所示的輸出匹配網(wǎng)絡(luò)在制造時(shí)，放大電路通常采用半導(dǎo)體芯片，晶體管制造在芯片上，電容五C5可以是片上電容。芯片裝配在基板(laminate)上，基板是一種印刷電路板。芯片與基板的電性連接通常是由打線接合(wire bongding)工藝制造的金屬連線實(shí)現(xiàn)的。兩個(gè)負(fù)載電感以及匹配網(wǎng)絡(luò)中的電感一L1至電感三L3通常是由基板中的金屬線實(shí)現(xiàn)的，電感四L4由于電感值較大通常采用表面貼裝器件(SMD，surfacemount device)的電感。負(fù)載電容C1以及匹配網(wǎng)絡(luò)中的電容二C2至電容四C4通常也是采用表面貼裝器件的電容。表 面貼裝器件采用表面安裝技術(shù)(SMT，surfacemount technology)裝配在基板上。寄生電感二LP2至寄生電感四LP4的感值較小，通常是由基板上的過孔(via，vertical interconnect access)實(shí)現(xiàn)的。在印刷電路板中，過孔用來電學(xué)連接不同層的電路，其自身也具有寄生電感。

圖1所示的輸出匹配網(wǎng)絡(luò)仍然具有窄帶特性，如果應(yīng)用于GSM射頻功率放大器，需要在兩個(gè)通道內(nèi)均設(shè)置圖1所示的輸出匹配網(wǎng)絡(luò)。這就意味著雙倍的硬件成本，并占用雙倍的基板面積。此外，表面貼裝器件的電感、電容不夠精確，很容易使輸出匹配網(wǎng)絡(luò)偏離原本設(shè)計(jì)的2至3歐姆阻抗的目標(biāo)。

現(xiàn)有的射頻功率放大器也有采用變壓器作為輸出匹配網(wǎng)絡(luò)的。

申請公布號為CN101741326A、申請公布日為2010年6月16日的中國發(fā)明專利申請《RF功率放大器》中，記載了采用變壓器作為功率放大晶體管和負(fù)載之間的阻抗匹配電路。

申請公布號為CN101951232A、申請公布日為2011年1月19日的中國發(fā)明專利申請《射頻功率放大器》中，記載了采用變壓器來完成射頻功率放大器的輸出匹配。

申請公布號為CN102142819A、申請公布日為2011年8月3日的中國發(fā)明專利申請《基于變壓器的射頻功率放大器》中，記載了采用變壓器實(shí)現(xiàn)射頻功率放大器的輸出端的阻抗匹配。

在射頻功率放大器中使用變壓器作為阻抗匹配電路是常用手段，其優(yōu)點(diǎn)在于寬帶特性，即對較大頻率范圍內(nèi)的電磁波信號具有較好的阻抗匹配效果。然而采用變壓器作為阻抗匹配電路也存在如下技術(shù)難題。

其一，采用變壓器匹配后的阻抗會(huì)隨著輸入信號的頻率變化而變化。阻抗(electrical impedance)是一個(gè)復(fù)數(shù)，包括實(shí)部和虛部。阻抗的虛部變化會(huì)影響射頻功率放大器的效率。因此采用變壓器作為阻抗匹配電路，只能在有限的頻段實(shí)現(xiàn)高效率，通常用于對功放效率要求不高的場合例如放大wifi信號。在GSM射頻功率放大器中，對效率要求非常高，要求在GSM低頻段和GSM高頻段都取得虛部小的阻抗。現(xiàn)有的變壓器作為阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)使用時(shí)，通常未考慮抑制阻抗虛部的需求。

其二，寬帶射頻功率放大器最嚴(yán)重的問題就是諧波干擾。在GSM射頻功率放大器中，對于高次諧波泄露的要求是小于-40dBm?，F(xiàn)有的變壓器作為阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)使用時(shí)，很難達(dá)到這個(gè)要求。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

本申請所要解決的技術(shù)問題是提供一種應(yīng)用于GSM射頻功率放大器的多頻輸出匹配網(wǎng)絡(luò)，具有寬帶特性，對較大頻率范圍內(nèi)的電磁波信號具有較好的阻抗匹配效果。

為解決上述技術(shù)問題，本申請?zhí)峁┑膽?yīng)用于GSM射頻功率放大器的多頻輸出匹配網(wǎng)絡(luò)包括一個(gè)變壓器。該變壓器的初級線圈采用一個(gè)具有中間抽頭的繞組，該中間抽頭連接工作電壓；初級線圈兩端作為輸出匹配網(wǎng)絡(luò)的一對差分輸入端，分別接收放大電路輸出的一對差分信號；該變壓器的次級線圈采用一個(gè)繞組，一端輸出的單端信號，另一端接地。

該變壓器的初級線圈還并聯(lián)一個(gè)LC諧振電路。

該變壓器的次級線圈的輸出端還連接一個(gè)LC低通濾波電路后作為輸出匹配網(wǎng)絡(luò)的單端輸出端。

上述輸出匹配網(wǎng)絡(luò)中，變壓器二用來將放大電路輸出的一對差分信號轉(zhuǎn)換為一個(gè)單端信號，同時(shí)進(jìn)行阻抗匹配。LC諧振電路用來抑制諧波。LC低通濾波電路，用來濾除諧波及高頻分量。

本申請取得的技術(shù)效果是提供了一種應(yīng)用于GSM射頻功率放大器的多頻輸出匹配網(wǎng)絡(luò)，可以在較寬頻率范圍內(nèi)提供阻抗匹配，即支持多個(gè)頻段。所述輸出匹配網(wǎng)絡(luò)在GSM低頻段和GSM高頻段的阻抗都具有很小的虛部，因此在GSM低頻段和GSM高頻段都能取得很高的效率。所述輸出匹配網(wǎng)絡(luò)還具有良好的高次諧波抑制效果，能夠滿足GSM射頻功率放大器對諧波抑制的要求。

附圖說明

圖1是一種現(xiàn)有的射頻功率放大器的輸出匹配網(wǎng)絡(luò)的結(jié)構(gòu)示意圖。

圖2是本申請?zhí)峁┑纳漕l功率放大器的多頻輸出匹配網(wǎng)絡(luò)的結(jié)構(gòu)示意圖。

圖3是本申請?zhí)峁┑妮敵銎ヅ渚W(wǎng)絡(luò)的散射參數(shù)S21的仿真結(jié)果示意圖。

圖4是本申請?zhí)峁┑妮敵銎ヅ渚W(wǎng)絡(luò)的史密斯圖分析結(jié)果示意圖。

圖中附圖標(biāo)記說明：in、in1、in2為信號輸入端；out為信號輸出端；LD1、LD2為負(fù)載電感；C1為負(fù)載電容；H1至H4為晶體管；L1至L4、L7為電感；C2至C7為電容；LP2至LP7為寄生電感；T1、T2為變壓器；L2A、L2B為變壓器二T2的初級線圈；L1A、L1B為變壓器二T2的次級線圈；VDD為工作電壓；RF_p、RF_n是級間匹配網(wǎng)絡(luò)輸出的一對差分信號；RFA_p、RFA_n是放大電路輸出的一對差分信號；RFAI是變壓器二T2輸出的一個(gè)單端信號。

具體實(shí)施方式

GSM信號的功率放大采用GMSK(Gaussian Filtered Minimum ShiftKeying，高斯濾波最小頻移鍵控)調(diào)制方式。這種調(diào)制方式要求射頻功率放大器的輸入信號具有恒定包絡(luò)(constant envelope)，不包含幅度變化，僅具有相位變化。隨后可通過RAMP信號控制輸出功率的大小。GMSK調(diào)制對射頻功率放大器的線性度要求很低，允許使用非線性功率放大器，但是在效率及諧波抑制方面具有較高要求。

正是由于GSM射頻功率放大器工作在飽和狀態(tài)(即輸入信號功率繼續(xù)增大，輸出功率保持不變不會(huì)增大)的特定要求，本申請?zhí)峁┝艘环N應(yīng)用于GSM射頻功率放大器的多頻輸出匹配網(wǎng)絡(luò)，如圖2所示。為了清楚地描述電路功能，也示意性地表示出了級間匹配網(wǎng)絡(luò)和放大電路。

所述級間匹配電路主要包括一個(gè)變壓器，該變壓器一T1用來將一個(gè)單端信號(single ended signal)轉(zhuǎn)換為一對差分信號(differential signal)，同時(shí)進(jìn)行阻抗匹配。變壓器一T1的初級線圈(primary winding)的兩端分別是兩個(gè)輸入端in1和in2，這兩個(gè)輸入端在任意時(shí)刻只有一個(gè)具有輸入信號，即互斥地提供輸入信號。例如，輸入端一in1作為GSM低頻段的信號輸入，輸入端二in2作為GSM高頻段的信號輸入。變壓器一T1的次級線圈(secondary winding)的兩端輸出一對差分信號RF_p和RF_n，作為放大電路的一對差分輸入。變壓器一T1是將當(dāng)前時(shí)刻輸入的單端信號轉(zhuǎn)換為一對差分信號后輸出。

變壓器用來將交流電從一種電壓轉(zhuǎn)換為相同波形的另一種電壓，也可用來實(shí)現(xiàn)單端信號與差分信號的相互轉(zhuǎn)換以及阻抗匹配。采用變壓器將一個(gè)單端信號轉(zhuǎn)換為一對差分信號，例如是在初級線圈的兩端分別接收單端信號與接地，在次級線圈的兩端分別輸出一對差分信號。采用變壓器將一對差分信號轉(zhuǎn)換為一個(gè)單端信號，例如是在初級線圈的兩端分別接收一對差分信號，在次級線圈的兩端分別輸出單端信號與接地。不考慮轉(zhuǎn)換損耗(conversion loss)的話，變壓器的輸入功率與輸出功率相同。用變壓器實(shí)現(xiàn)阻抗匹配的原理是：變壓器的低電壓側(cè)具有低阻抗，因?yàn)榈碗妷簜?cè)具有較少的線圈匝數(shù)；變壓器的高電壓側(cè)具有高阻抗，因?yàn)楦唠妷簜?cè)具有較多的線圈匝數(shù)。

所述放大電路包括兩個(gè)晶體管，通常選用HBT，也可選用MOS管(金屬氧化物半導(dǎo)體場效應(yīng)管，metal-oxide-semiconductor field-effect transistor，MOSFET)、LDMOS(橫向擴(kuò)散金屬氧化物半導(dǎo)體，laterally diffused metal oxide semiconductor)、HEMT(高電子遷移率晶體管，High-electron-mobility transistor)等具有放大作用的器件。晶體管三H3和晶體管四H4分別用來將一對差分信號RF_p和RF_n進(jìn)行放大，得到一對放大后的差分信號RFA_p和RFA_n。晶體管三H3和晶體管四H4的基極分別接收級間匹配電路輸出的一對差分信號RF_p和RF_n。晶體管三H3和晶體管四H4的兩個(gè)發(fā)射極都接地，兩個(gè)漏極分別輸出一對放大后的差分信號RFA_p和RFA_n作為輸出匹配網(wǎng)絡(luò)的一對差分輸入。

所述輸出匹配網(wǎng)絡(luò)包括變壓器二T2、寄生電感五LP5、寄生電感六LP6、電容六C6、電容七C7、電感七L7和寄生電感七LP7。變壓器二T2用來將一對差分信號轉(zhuǎn)換為一個(gè)單端信號，同時(shí)進(jìn)行阻抗匹配。變壓器二T2的初級線圈包含兩個(gè)繞組，繞組三L2A和繞組四L2B串聯(lián)，兩者中間還連接工作電壓VDD。變壓器T2的次級線圈也包含兩個(gè)繞組，繞組一L1A 和繞組二L1B串聯(lián)。具體實(shí)現(xiàn)時(shí)，變壓器二T2的初級線圈通常采用一個(gè)具有中間抽頭(center tap)的繞組，該中間抽頭連接工作電壓VDD。變壓器二T2的次級線圈通常采用一個(gè)繞組。圖3中將初級線圈、次級線圈分別表示為兩個(gè)繞組，只是一種示意。變壓器T2的初級線圈兩端作為輸出匹配網(wǎng)絡(luò)的一對差分輸入端，分別接收放大電路輸出的一對放大后的差分信號RFA_p和RFA_n。變壓器T2的次級線圈的一端輸出經(jīng)過阻抗匹配后的單端信號RFAI，另一端接地。與變壓器二T2的初級線圈相并聯(lián)的，是一條由串聯(lián)的寄生電感五LP5、電容六C6和寄生電感六LP6組成的支路。變壓器二T2的單端輸出端還連接電感七L7，電感七L7的另一端作為輸出匹配網(wǎng)絡(luò)的單端輸出端out。該輸出端out還通過串聯(lián)的電容七C7和寄生電感七LP7接地。

如前所述，GSM模式得到商業(yè)應(yīng)用的有四個(gè)頻段，最終又可歸納為GSM低頻段和GSM高頻段。如果僅考慮上行頻率范圍，那么GSM低頻段是從824.2MHz到915.0MHz，GSM高頻段是從1710.2MHz到1909.8MHz，GSM高頻段的頻率范圍大致是GSM低頻段的兩倍。寄生電感五LP5、電容六C6和寄生電感六LP6相串聯(lián)組成了一條LC諧振電路，這一條LC諧振電路與變壓器二T2在諧振的時(shí)候可以簡化成LC并聯(lián)網(wǎng)絡(luò),實(shí)現(xiàn)在特定頻率例如GSM低頻段上的阻抗變化。當(dāng)頻率增加到GSM高頻段時(shí)，這個(gè)LC并聯(lián)網(wǎng)絡(luò)呈現(xiàn)一個(gè)容性。電感七L7、電容七C7和寄生電感七LP7組成了一個(gè)LC低通濾波電路，寄生電感七LP7的感值比較小可以在阻抗轉(zhuǎn)化上忽略，那么電感七L7和電容七C7可以等效成一條LC串聯(lián)電路，其在GSM低頻段上也實(shí)現(xiàn)了一個(gè)阻抗變化，然而在GSM高頻段上呈現(xiàn)一個(gè)感性。所述LC并聯(lián)網(wǎng)絡(luò)與LC串聯(lián)電路相組合，就可以實(shí)現(xiàn)在GSM高頻段上感性和容性的互相抵消，從而能實(shí)現(xiàn)在GSM低頻段和GSM高頻段同時(shí)實(shí)現(xiàn)阻抗變換，即在GSM低頻段和GSM高頻段都取得虛部小的阻抗。

GSM射頻功率放大器工作在飽和狀態(tài)，自動(dòng)地具有高效率。應(yīng)用于GSM射頻功率放大器的輸出匹配網(wǎng)絡(luò)如果呈現(xiàn)容性或感性，會(huì)帶來效率的降低。本申請?zhí)峁┑亩囝l輸出匹配網(wǎng)絡(luò)在GSM低頻段沒有呈現(xiàn)出容性或感性，在GSM高頻段又能使容性和感性相互抵消，從而獲得了GSM射頻功率放大器的高效率。

圖2所示的輸出匹配網(wǎng)絡(luò)中，變壓器二T2的初級線圈的匝數(shù)與次級線圈的匝數(shù)之比為1：n，其中n為自然數(shù)，因此變壓器二T2是用來將輸出端(例如天線)的高阻抗(例如50歐姆)變換為1/n的輸入端低阻抗提供給放大電路。變壓器二T2采用了差分結(jié)構(gòu)，能夠在一定程度上抑制偶次諧波的產(chǎn)生，那么僅需要重點(diǎn)考慮奇次諧波的抑制。串聯(lián)的寄生電感五LP5、電容六C6以及寄生電感六LP6構(gòu)成了LC諧振電路。通過選取各元件參數(shù)可以將這一LC諧振電路的諧振頻率設(shè)為GSM低頻段的三次諧波頻率，從而用來抑制GSM低頻段的三次諧波。而輸出端的電感七L7、電容七C7和寄生電感七LP7構(gòu)成了LC低通濾波電路和一個(gè)LC諧振 網(wǎng)絡(luò)。通過選取各元件參數(shù)可以將其設(shè)置為用來抑制GSM低頻段的五次諧波及GSM高頻段的三次諧波以及其他高次諧波。這樣整個(gè)輸出匹配網(wǎng)絡(luò)在抑制諧波方面就可以取得良好的效果，從而有利于在較寬的頻率范圍內(nèi)提供良好的阻抗匹配效果。

射頻功率放大器的飽和輸出功率(saturated output power)是工作電壓的平方除以負(fù)載阻抗。本申請?zhí)峁┑妮敵銎ヅ渚W(wǎng)絡(luò)采用差分結(jié)構(gòu)，因此工作電壓是正常值的兩倍，在飽和輸出功率不變的前提下，負(fù)載阻抗就是正常值的4倍。以用于GSM射頻功率放大器為例，需要用兩個(gè)圖1所示的現(xiàn)有的輸出匹配網(wǎng)絡(luò)，分別設(shè)置在GSM低頻信號放大通道和GSM高頻信號放大通道。第一個(gè)輸出匹配網(wǎng)絡(luò)用來在GSM低頻段將50歐姆的阻抗轉(zhuǎn)化成2歐姆的阻抗提供給放大電路。第二個(gè)輸出匹配網(wǎng)絡(luò)用來在GSM高頻段將50歐姆的阻抗轉(zhuǎn)化成3歐姆的阻抗提供給放大電路。本申請?zhí)峁┑牟罘纸Y(jié)構(gòu)的輸出匹配網(wǎng)絡(luò)僅需使用一個(gè)，設(shè)置在單通道中，就可將50歐姆的阻抗轉(zhuǎn)化成8至12歐姆的阻抗提供給放大電路，具體來說是在GSM低頻段提供8歐姆的阻抗匹配，在GSM高頻段提供12歐姆的阻抗匹配。這樣本申請使用一個(gè)輸出匹配網(wǎng)絡(luò)就能滿足多個(gè)頻段的阻抗匹配需要。這樣設(shè)計(jì)的好處還有：即便有些元件的電感值、電容值不夠精確，也不易對輸出匹配網(wǎng)絡(luò)原本設(shè)計(jì)的8至12歐姆阻抗的目標(biāo)造成干擾。

圖2所示的輸出匹配網(wǎng)絡(luò)在制造時(shí)，放大電路也是采用半導(dǎo)體芯片，晶體管制造在芯片上，芯片裝配在基板上，芯片與基板的電性連接通常是由打線接合工藝制造的金屬連線實(shí)現(xiàn)的。輸出匹配網(wǎng)絡(luò)中的電容六C6優(yōu)選地是片上電容集成在放大電路芯片上，此時(shí)電容六C6與輸出匹配網(wǎng)絡(luò)之間通過兩根打線接合工藝制造的金屬連線實(shí)現(xiàn)電性連接，這兩根金屬連線具有的寄生電感就分別是寄生電感五LP5和寄生電感六LP6。電容七C7例如采用表面貼裝器件的電容。寄生電感七LP7的感值較小，可以由基板上的過孔實(shí)現(xiàn)。在圖3所示的整個(gè)電路中，所有電感(含繞組)都是由基板中的金屬線實(shí)現(xiàn)的，不會(huì)使用表面貼裝器件的電感。顯然，與圖2所示的整個(gè)電路相比，圖3所示的電路極大地減少了表面貼裝器件的使用，這不僅降低了成本，減小了占用基板的面積，而且避免了表面貼裝器件的不夠精確而帶來了阻抗匹配效果的偏差。

或者，寄生電感LP5、電容六C6和寄生電感LP6也可采用表面貼裝器件的電感、電容實(shí)現(xiàn)，此時(shí)稱為寄生電感可能有些名不副實(shí)，但的確是一種可替換的實(shí)現(xiàn)方式。

本申請?zhí)峁┑妮敵銎ヅ渚W(wǎng)絡(luò)在進(jìn)行散射參數(shù)仿真時(shí)，是將其作為二端口網(wǎng)絡(luò)(two port network)。散射參數(shù)(Scattering parameters，也稱S參數(shù)，S-parameters)著重于分析各端口的入射波及反射波，特別適用于特高頻(Ultra high frequency，UHF)信號、微波信號等。假設(shè)f0為900MHz，f1為1800MHz，它們分別是GSM低頻段、GSM高頻段的示例頻 率。通過設(shè)置各元件的參數(shù)(電感值和/或電容值)，使得由繞組五L3A、電容六C6和繞組六L3B構(gòu)成的LC諧振電路的諧振頻率設(shè)為3f0，還使得由電感七L7、電容七C7和寄生電感七LP7構(gòu)成的LC低通濾波電路的截止頻率設(shè)為5f0。

請參閱圖3，這是對圖2所示的輸出匹配網(wǎng)絡(luò)的散射參數(shù)仿真結(jié)果。圖3中的橫坐標(biāo)為頻率，縱坐標(biāo)為S21。S21是散射參數(shù)中的一個(gè)，表示正向電壓增益(forward voltage gain)。在f0頻率處，損耗<1dB。在f1頻率處，損耗<1.5dB。這兩個(gè)頻率處僅具有極小的損耗表明該輸出匹配網(wǎng)絡(luò)不會(huì)影響正常工作頻率范圍內(nèi)的信號。在3f0頻率處，損耗>60dB。在5f0頻率處，損耗>100dB。根據(jù)圖3中的曲線走勢，對于3f1頻率處應(yīng)該也有不錯(cuò)的增益抑制效果。這三個(gè)頻率處具有較大的損耗表明該輸出匹配網(wǎng)絡(luò)對不希望出現(xiàn)的奇數(shù)次諧波能夠較好地抑制。而變壓器二T2采用了差分結(jié)構(gòu)，能夠在一定程度上抑制偶次諧波的產(chǎn)生。

本申請?zhí)峁┑妮敵銎ヅ渚W(wǎng)絡(luò)在進(jìn)行阻抗匹配分析時(shí)，是采用圖4所示的史密斯圖(Smithchart)。圖4中的曲線上的M1點(diǎn)表現(xiàn)的是f0頻率處，該點(diǎn)的阻抗值為7.9歐姆，虛部很小可以省略。圖4中的曲線上的M2點(diǎn)表現(xiàn)的是f1頻率處，該點(diǎn)的阻抗值為11.4歐姆，虛部很小也可省略。這表明本申請?zhí)峁┑妮敵銎ヅ渚W(wǎng)絡(luò)進(jìn)行阻抗匹配后，在GSM低頻段和GSM高頻段的阻抗都取得了很小的、基本可以忽略的虛部。并且在寬帶范圍內(nèi)得到的阻抗值較原本的2至3歐姆有了顯著提高，基本達(dá)到了8至12歐姆的設(shè)計(jì)目的，這可以有效地降低某些元件的精確程度不佳所帶來的不利影響。

以上僅為本申請的優(yōu)選實(shí)施例，并不用于限定本申請。對于本領(lǐng)域的技術(shù)人員來說，本申請可以有各種更改和變化。凡在本申請的精神和原則之內(nèi)，所作的任何修改、等同替換、改進(jìn)等，均應(yīng)包含在本申請的保護(hù)范圍之內(nèi)。