本發(fā)明涉及一種執(zhí)行從dc至ac的轉(zhuǎn)換或從ac至dc的轉(zhuǎn)換的轉(zhuǎn)換裝置。

背景技術(shù)：

將蓄電池輸出的dc電壓轉(zhuǎn)換成ac電壓并將ac電壓提供至負(fù)載的轉(zhuǎn)換裝置通常用作諸如ups(不間斷電源)的備用電源(例如參見專利文獻(xiàn)1(圖1))。這種轉(zhuǎn)換裝置包括用于逐步升高蓄電池電壓的dc/dc轉(zhuǎn)換器以及執(zhí)行dc至ac轉(zhuǎn)換的逆變器。轉(zhuǎn)換裝置能雙向操作，且通常將諸如商用電源的ac電源輸出的ac電壓轉(zhuǎn)換成適于充電的dc電壓，并為蓄電池充電。在這種情況下，逆變器操作為ac/dc轉(zhuǎn)換器，且dc/dc轉(zhuǎn)換器執(zhí)行降壓操作。

轉(zhuǎn)換裝置(電力調(diào)節(jié)器)也用于將從諸如光伏發(fā)電的dc電源獲得的dc電力轉(zhuǎn)換成ac電力并借助ac電力系統(tǒng)執(zhí)行系統(tǒng)互連(例如參見專利文獻(xiàn)2)。

引用列表

[專利文獻(xiàn)]

專利文獻(xiàn)1：日本公開專利公布no.2003-348768

專利文獻(xiàn)2：日本公開專利公布no.2000-152651

專利文獻(xiàn)3：日本公開專利公布no.2003-134667

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

[技術(shù)問題]

在上述常規(guī)轉(zhuǎn)換裝置中，ac/dc轉(zhuǎn)換器和dc/dc轉(zhuǎn)換器都由開關(guān)元件組成，且不斷地執(zhí)行高速切換。這種開關(guān)元件伴隨著輕微的開關(guān)損耗。雖然一個(gè)切換的損耗輕微，但是多個(gè)開關(guān)元件的高頻切換致使不能被整體忽略的損耗。開關(guān)損耗自然地會(huì)導(dǎo)致電力損耗。

另一方面，對(duì)于從dc至ac的轉(zhuǎn)換裝置來(lái)說，建議dc/dc轉(zhuǎn)換器和逆變器交替操作以執(zhí)行高頻切換，由此降低開關(guān)損耗(參見專利文獻(xiàn)2)。

但是，例如在利用光伏面板作為dc電源的情況下，各由多個(gè)連接的光伏面板組成的多個(gè)太陽(yáng)能電池陣列可并聯(lián)連接至轉(zhuǎn)換裝置(例如參見專利文獻(xiàn)3)。在這種情況下，因?yàn)樘?yáng)能電池陣列具有不同的最佳操作點(diǎn)，因此針對(duì)各個(gè)太陽(yáng)能電池陣列準(zhǔn)備dc/dc轉(zhuǎn)換器。因此，能通過各個(gè)dc/dc轉(zhuǎn)換器控制相應(yīng)太陽(yáng)能電池陣列的操作點(diǎn)以便優(yōu)化。

但是，在其中提供多個(gè)dc/dc轉(zhuǎn)換器的配置下，在執(zhí)行控制以便dc/dc轉(zhuǎn)換器和逆變器的開關(guān)操作如專利文獻(xiàn)2中所提議的交替停止的情況下，當(dāng)dc/dc轉(zhuǎn)換器的切換停止時(shí)將賦予逆變器的電力僅由陣列中輸出具有最高電壓的電力的陣列提供。因此，電力的提供不能從具有相對(duì)低電壓的其它陣列獲取。因此發(fā)電效率會(huì)劣化。

在其中多個(gè)蓄電池連接至包括多個(gè)dc/dc轉(zhuǎn)換器且執(zhí)行從ac至dc的轉(zhuǎn)換的轉(zhuǎn)換裝置的情況下也假設(shè)存在相同情況。例如，在其中蓄電池的充電狀態(tài)不同的情況下，希望通過相應(yīng)的dc/dc轉(zhuǎn)換器對(duì)單獨(dú)的蓄電池充電，但是在其中各個(gè)dc/dc轉(zhuǎn)換器停止切換的時(shí)段中，會(huì)發(fā)生其中蓄電池不能被適當(dāng)充電的情況。因此發(fā)電效率會(huì)劣化。

鑒于上述問題，本發(fā)明的目的是在包括分別對(duì)應(yīng)于多個(gè)dc電源的dc/dc轉(zhuǎn)換器的轉(zhuǎn)換裝置中，通過降低開關(guān)損耗并有效利用多個(gè)dc電源實(shí)現(xiàn)高轉(zhuǎn)換效率。

[問題的解決方案]

本發(fā)明的轉(zhuǎn)換裝置是將來(lái)自多個(gè)dc電源的dc電力轉(zhuǎn)換成ac電力并將ac電力提供至負(fù)載的轉(zhuǎn)換裝置，轉(zhuǎn)換裝置包括：連接至負(fù)載并包括ac電抗器和第一電容器的濾波器電路；經(jīng)由濾波器電路連接至負(fù)載的dc/ac逆變器；作為整體的多個(gè)dc/dc轉(zhuǎn)換器，其提供在多個(gè)dc電源的每個(gè)dc電源和dc/ac逆變器之間；提供在dc/ac逆變器和多個(gè)dc/dc轉(zhuǎn)換器之間的第二電容器；以及被配置為基于ac電力的電壓，由于流過ac電抗器的電流及其阻抗而造成的電壓變化，分別流過第一電容器和第二電容器的無(wú)功電流，以及每個(gè)dc電力的電壓對(duì)多個(gè)dc/dc轉(zhuǎn)換器中每一個(gè)設(shè)定電流目標(biāo)值以由此與ac電力的電流同步的控制單元。

[發(fā)明的有益效果]

本發(fā)明的轉(zhuǎn)換裝置可實(shí)現(xiàn)高轉(zhuǎn)換效率且可有效利用多個(gè)dc電源。

附圖說明

圖1是示出根據(jù)一個(gè)實(shí)施例的包括逆變器裝置的系統(tǒng)的示例的框圖。

圖2示出逆變器裝置的電路圖的示例。

圖3是控制單元的框圖。

圖4是示出第一dc輸入電壓檢測(cè)值vg.1，第一升壓電路電流檢測(cè)值iin.1以及第一dc輸入電流檢測(cè)值ig.1中的時(shí)間變化的仿真結(jié)果的示例的曲線圖。

圖5是示出其中平均處理單元平均第一dc輸入電壓檢測(cè)值vg.1的方式的示意圖。

圖6是用于解釋通過控制處理單元進(jìn)行控制處理的控制框圖。

圖7是示出用于升壓電路和逆變器電路兩者的控制處理的流程圖。

圖8是示出逆變器輸出電壓目標(biāo)值vinv*的示例的示意圖。

圖9是示出怎樣計(jì)算升壓電路電壓目標(biāo)值vo*的示意圖，其中(a)示出逆變器輸出電壓目標(biāo)值vinv*和第一dc輸入電壓檢測(cè)值vg.1之間的比較，(b)示出升壓電路電壓目標(biāo)值vo*的波形，且(c)示出利用第二dc輸入電壓檢測(cè)值vg.2作為參考，對(duì)第二升壓電路輸出的電力的電壓進(jìn)行升壓的情況。

圖10是示出dc輸入電壓檢測(cè)值vg.1和vg.2以及升壓電路電壓目標(biāo)值vo*，以及各個(gè)目標(biāo)值中的時(shí)間變化的仿真結(jié)果的曲線圖，其中上部的曲線圖示出逆變器輸出電壓目標(biāo)值vinv*和系統(tǒng)電壓檢測(cè)值va之間的關(guān)系，中間的曲線圖示出dc輸入電壓值vg.1和vg.2以及升壓電路電壓目標(biāo)值vo*之間的關(guān)系，且下部的曲線圖示出升壓電路電流目標(biāo)值iin.1*和iin.2*。

圖11是曲線圖，其中(a)示出第一升壓電路載波和第一升壓電路電壓參考值vbc1#的波形之間的比較，且(b)示出通過第一升壓電路控制單元產(chǎn)生的驅(qū)動(dòng)開關(guān)元件的驅(qū)動(dòng)波形。

圖12是曲線圖，其中(a)示出逆變器電路載波和逆變器電壓參考值vinv#的波形之間的比較，且(b)示出通過逆變器電路控制單元產(chǎn)生的驅(qū)動(dòng)開關(guān)元件q1的驅(qū)動(dòng)波形，且(c)示出通過逆變器電路控制單元產(chǎn)生的驅(qū)動(dòng)開關(guān)元件q3的驅(qū)動(dòng)波形。

圖13是示出用于開關(guān)元件的參考波和驅(qū)動(dòng)波形的示例的示意圖。

圖14是曲線圖，其中(a)示出第二升壓電路載波和第二升壓電路電壓參考值vbc2#的波形之間的比較，且(b)示出通過第二升壓電路控制單元產(chǎn)生的用于驅(qū)動(dòng)開關(guān)元件的驅(qū)動(dòng)波形。

圖15是曲線圖，其中(a)示出逆變器電路輸出的ac電壓，商用電源系統(tǒng)，以及ac電抗器兩端之間的電壓的電壓波形，且(b)示出ac電抗器中流動(dòng)的電流的波形。

圖16是示出包括執(zhí)行ac至dc的電力轉(zhuǎn)換的轉(zhuǎn)換裝置的電力存儲(chǔ)系統(tǒng)的示例的框圖。

圖17是圖16中的轉(zhuǎn)換裝置的電路圖的示例。

圖18是示意性示出圖16中的轉(zhuǎn)換裝置的操作的電壓波形的示意圖。

圖19是示出包括執(zhí)行復(fù)合功率轉(zhuǎn)換的轉(zhuǎn)換裝置的電力存儲(chǔ)系統(tǒng)的示例的框圖。

圖20是示出包括執(zhí)行復(fù)合功率轉(zhuǎn)換的轉(zhuǎn)換裝置的電力存儲(chǔ)系統(tǒng)的另一示例的框圖。

具體實(shí)施方式

[實(shí)施例的概述]

本發(fā)明的實(shí)施例的概述至少包括以下內(nèi)容。

(1)這是一種將來(lái)自多個(gè)dc電源的dc電力轉(zhuǎn)換成ac電力并將ac電力提供給負(fù)載的轉(zhuǎn)換裝置，轉(zhuǎn)換裝置包括：連接至負(fù)載并包括ac電抗器以及第一電容器的濾波器電路；通過濾波器電路連接至負(fù)載的dc/ac逆變器；作為整體的多個(gè)dc/dc轉(zhuǎn)換器，提供在相應(yīng)的多個(gè)dc電源和dc/ac逆變器之間；提供在dc/ac逆變器和多個(gè)dc/dc轉(zhuǎn)換器之間的第二電容器；以及被配置為基于ac電力的電壓，由于流過ac電抗器的電流及其阻抗造成的電壓變化，相應(yīng)地流過第一電容器和第二電容器的無(wú)功電流以及各個(gè)dc電力的電壓對(duì)多個(gè)dc/dc轉(zhuǎn)換器中每一個(gè)設(shè)定電流目標(biāo)值以由此與ac電力的電流同步的控制單元。

在這種轉(zhuǎn)換裝置中，dc/ac逆變器以及至少一個(gè)dc/dc轉(zhuǎn)換器各執(zhí)行高頻切換最小所需次數(shù)。此外，dc/ac逆變器在除ac電壓幅值的峰值及其附近之外的區(qū)域中操作，且dc/dc轉(zhuǎn)換器在除ac電壓的零交叉點(diǎn)及其附近之外的區(qū)域中操作。因此，在高頻切換中，施加至各個(gè)轉(zhuǎn)換器和電抗器的半導(dǎo)體元件的電壓相對(duì)降低。這也有助于降低半導(dǎo)體元件中的開關(guān)損耗以及電抗器中的鐵損耗。因此，可降低轉(zhuǎn)換裝置中的整體損耗。在轉(zhuǎn)換裝置中，負(fù)載可以是連接至ac電源的ac系統(tǒng)，且可以高效率執(zhí)行從dc電源至ac系統(tǒng)的系統(tǒng)互連的轉(zhuǎn)換。為了實(shí)現(xiàn)上述“最小所需次數(shù)”，理想地，優(yōu)選dc/ac逆變器和dc/dc轉(zhuǎn)換器交替執(zhí)行高頻切換以便它們相應(yīng)的高頻切換時(shí)段彼此不重疊。但是，實(shí)際上，即使兩個(gè)時(shí)段彼此略微重疊，只要為dc/ac逆變器和dc/dc轉(zhuǎn)換器中每一個(gè)提供停止時(shí)段，則就可降低損耗，從而致使效率提高。

基于ac電力的電壓，由于流過ac電抗器的電流及其阻抗造成的電壓變化，流過第一和第二電容器的無(wú)功電流以及各個(gè)dc電力的電壓，將多個(gè)dc/dc轉(zhuǎn)換器的各個(gè)電流目標(biāo)值設(shè)定為與ac電力的電流同步，借此無(wú)論ac電力的電壓，頻率以及輸出電流如何變化，轉(zhuǎn)換裝置都可輸出與ac電壓不斷地同步的電流(或者被控制為在與ac電壓有關(guān)的給定的相位角下)且不具有失真。

(2)在(1)的轉(zhuǎn)換裝置中，多個(gè)dc電源可包括太陽(yáng)能電池陣列和蓄電池中至少一種，且控制單元可基于電流目標(biāo)值將電流目標(biāo)值設(shè)定為分配給相應(yīng)的dc/dc轉(zhuǎn)換器，由此使作為太陽(yáng)能電池陣列的dc電源執(zhí)行對(duì)應(yīng)的輸出且使作為蓄電池的dc電源相應(yīng)地被充電或放電。

在這種情況下，可根據(jù)各個(gè)太陽(yáng)能電池陣列的發(fā)電條件以及各個(gè)蓄電池的充電狀態(tài)適當(dāng)設(shè)定電流目標(biāo)值。

(3)在(1)或(2)的轉(zhuǎn)換裝置中，在對(duì)應(yīng)于多個(gè)dc電源中每一個(gè)的數(shù)字是i(＝1,2,...)，從各個(gè)dc電源至負(fù)載的輸出電流的目標(biāo)值是ia.i*，第一電容器的電容是ca，ac電力的電壓值為va，基于多個(gè)dc電源中每一個(gè)的電壓是vdc.i，且拉普拉斯算子是s的情況下，控制單元可將濾波器電路和dc/ac逆變器之間的電路連接點(diǎn)處的dc/ac逆變器的ac輸出電流目標(biāo)值iinv*設(shè)定為通過將流過第一電容器的無(wú)功電流與ia.i*的和相加而獲得的值，

在其中ac電抗器的阻抗是za的情況下，控制單元可設(shè)定電路連接點(diǎn)處的dc/ac逆變器的ac輸出電壓目標(biāo)值vinv*，如下：

vinv*＝va+zaiinv*，

控制單元可將電壓vdc.i和dc/ac逆變器的ac輸出電壓目標(biāo)值vinv*的絕對(duì)值中較大的一個(gè)設(shè)定為用于dc/dc轉(zhuǎn)換器的輸出電壓目標(biāo)值vo*，且

在第二電容器的電容是c的情況下，控制單元可設(shè)定用于dc/dc轉(zhuǎn)換器的電流目標(biāo)值iin.i*，如下：

iin.i*＝[ia.i*×vinv*+ki{(scava)vinv*+(scvo*)×vo*}]/vdc.i

其中ki是滿足σki＝1的給定的常數(shù)組。

上述(3)的轉(zhuǎn)換裝置是示出用于實(shí)現(xiàn)(1)的轉(zhuǎn)換裝置的更具體的控制技術(shù)的示例。在用于各個(gè)dc/dc轉(zhuǎn)換器的電流目標(biāo)值iin.i*中，都反映出ac電力的電壓，由于流過ac電抗器的電流及其阻抗而造成的電壓變化，流過第一和第二電容器的無(wú)功電流以及各個(gè)dc電力的電壓，且無(wú)論各個(gè)dc電源的電壓的變化或ac輸出電流的變化如何，都可不斷地輸出與ac輸出電流同步的電力。因此，各個(gè)dc/dc轉(zhuǎn)換器以及dc/ac逆變器可執(zhí)行從ac至dc的轉(zhuǎn)換，同時(shí)執(zhí)行最小所需次數(shù)的高頻切換。因此，可大幅降低半導(dǎo)體開關(guān)元件中的切換損耗以及ac電抗器和dc電抗器中的鐵損耗，且可實(shí)現(xiàn)高轉(zhuǎn)換效率。而且輸出的ac電力具有高質(zhì)量，可獲得具有對(duì)于與商業(yè)系統(tǒng)互連的足夠小的失真的電流。

(4)在(1)至(3)的任一的轉(zhuǎn)換裝置中，多個(gè)dc/dc轉(zhuǎn)換器可各包括dc電抗器，且通過從各個(gè)dc電源的電壓vg.i減去由于流過各個(gè)dc電抗器的電流及其阻抗而造成的電壓變化而獲得的電壓可用作各個(gè)dc電力的電壓或電壓vdc.i。

在這種情況下，因?yàn)橐部紤]由于dc電抗器的電流和阻抗而造成的電壓降，因此無(wú)論流過各個(gè)dc/dc轉(zhuǎn)換器的電流的變化如何，都能不斷地執(zhí)行精確控制。

(5)在(1)至(4)的任一的轉(zhuǎn)換裝置中，負(fù)載可以是ac電源。

在這種情況下，雖然ac電力的電壓變成ac電源的電壓，但是因?yàn)樘峁┰O(shè)定用于各個(gè)dc/dc轉(zhuǎn)換器的電流目標(biāo)值以由此與ac電力的電流同步的控制單元，因此可執(zhí)行所謂的系統(tǒng)互連操作。

(6)在(5)的轉(zhuǎn)換裝置中，電力可從ac電源提供至多個(gè)dc電源中的至少一個(gè)。

在這種情況下，對(duì)于從ac電源至dc電源的輸入電流目標(biāo)值來(lái)說，雖然從dc一側(cè)來(lái)看，ia.i*從ac電源的電壓相位變成具有反轉(zhuǎn)相位的電流，但是(3)中所述的計(jì)算表達(dá)式也是適用的。即，(1)至(6)的轉(zhuǎn)換裝置可用作不僅能將各個(gè)dc電源的dc電力轉(zhuǎn)換成ac電力，而且也能將ac電源的ac電力轉(zhuǎn)換成dc電力的雙向轉(zhuǎn)換裝置。也能使多個(gè)dc電源中的某些操作為用于產(chǎn)生dc電力的源，且另外的dc電源操作為吸收dc電力的dc負(fù)載。

(7)在(1)至(6)的任一的轉(zhuǎn)換裝置中，sic元件可用作多個(gè)dc/dc轉(zhuǎn)換器和dc/ac逆變器中包括的至少一個(gè)半導(dǎo)體開關(guān)元件。

在(1)至(6)中所述的轉(zhuǎn)換裝置中，可通過減少高頻切換的次數(shù)降低半導(dǎo)體元件中的開關(guān)損耗以及dc電抗器以及ac電抗器中的鐵損耗，但是不會(huì)降低半導(dǎo)體元件中的傳導(dǎo)損耗。在這點(diǎn)上，利用sic元件作為半導(dǎo)體元件能降低傳導(dǎo)損耗。因此，通過將這種特征與(1)至(6)中所述的轉(zhuǎn)換裝置組合，可通過其間的協(xié)同效果實(shí)現(xiàn)高轉(zhuǎn)換效率。

[實(shí)施例的細(xì)節(jié)]

以下將參考附圖說明本發(fā)明的實(shí)施例。

<<具有系統(tǒng)互連功能的dc-ac轉(zhuǎn)換裝置>>

首先將詳細(xì)說明具有系統(tǒng)互連功能的dc-ac轉(zhuǎn)換裝置(以下簡(jiǎn)稱為逆變器裝置)

[1總體配置]

圖1是示出包括根據(jù)一個(gè)實(shí)施例的逆變器裝置的系統(tǒng)的示例的框圖。在圖1中，作為dc電源的第一太陽(yáng)能電池陣列2以及第二太陽(yáng)能電池陣列40連接至逆變器裝置1的輸入端，且ac商用電力系統(tǒng)3(ac系統(tǒng))連接至逆變器裝置1的輸出端。

這種系統(tǒng)執(zhí)行互連操作以將第一太陽(yáng)能電池陣列2(以下可簡(jiǎn)稱為第一陣列2)以及第二太陽(yáng)能電池陣列40(以下可簡(jiǎn)稱為第二陣列40)產(chǎn)生的dc電力轉(zhuǎn)換成ac電力，且將ac電力輸出至商用電力系統(tǒng)3。

第一陣列2和第二陣列40各由串并聯(lián)連接的多個(gè)光伏面板(模塊)組成。在本實(shí)施例中，配置第二陣列40以便第二陣列40輸出的電力的電壓小于第一陣列2輸出的電力的電壓。

逆變器裝置1包括接收第一陣列2輸出的dc電力的第一升壓電路(dc/dc轉(zhuǎn)換器)10，接收第二陣列40輸出的dc電力的第二升壓電路(dc/dc轉(zhuǎn)換器)41，將兩個(gè)升壓電路10和41產(chǎn)生的電力轉(zhuǎn)換成ac電力并將ac電力輸出至商用電力系統(tǒng)3的逆變器電路(dc/ac逆變器)11，以及控制這些電路10，11和41的操作的控制單元12。

第一升壓電路10和第二升壓電路41并聯(lián)連接至逆變器電路11。

圖2示出逆變器裝置1的電路圖的示例。

連接至第一陣列2的第一升壓電路10包括dc電抗器15，二極管16以及由絕緣柵雙極晶體管(igbt)等組成的開關(guān)元件qb1，以形成升壓斬波電路。

在第一升壓電路10的輸入側(cè)，提供第一電壓傳感器17，第一電流傳感器18以及用于平滑的電容器26。第一電壓傳感器17檢測(cè)第一陣列2輸出且隨后輸入至第一升壓電路10的dc電力的第一dc輸入電壓檢測(cè)值vg.1(dc輸入電壓值)，且將第一dc輸入電壓檢測(cè)值vg.1輸出至控制單元12。第一電流傳感器18檢測(cè)dc電抗器15中流動(dòng)的電流的第一升壓電路電流檢測(cè)值iin.1，且將第一升壓電路電流檢測(cè)值iin.1輸出至控制單元12。

連接至第二陣列40的第二升壓電路41包括dc電抗器42，二極管43以及由igbt等組成的開關(guān)元件qb2，以形成與第一升壓電路中相同的升壓斬波電路。

在第二升壓電路41的輸入側(cè)，提供第二電壓傳感器44，第二電流傳感器45以及用于平滑的電容器46。第二電壓傳感器44檢測(cè)第二陣列40輸出且隨后輸入至第二升壓電路41的dc電力的第二dc輸入電壓檢測(cè)值vg.2，且將第二dc輸入電壓檢測(cè)值vg.2輸出至控制單元12。第二電流傳感器45檢測(cè)dc電抗器42中流動(dòng)的電流的第二升壓電路電流檢測(cè)值iin.2，且將第二升壓電路電流檢測(cè)值iin.2輸出至控制單元12。

控制單元12具有從dc輸入電壓檢測(cè)值vg.1和vg.2以及升壓電路電流檢測(cè)值iin.1和iin.2計(jì)算輸入功率pin.1和pin.2且對(duì)第一陣列2和第二陣列40執(zhí)行最大功率點(diǎn)跟蹤(mppt)控制的功能。

用于平滑的電容器19連接在升壓電路10和41以及逆變器電路11之間。

逆變器電路11包括各由場(chǎng)效應(yīng)晶體管(fet)組成的開關(guān)元件q1至q4。開關(guān)元件q1至q4形成全橋電路。

開關(guān)元件q1至q4連接至控制單元12且由控制單元12控制?？刂茊卧?2執(zhí)行開關(guān)元件q1至q4的操作的pwm控制。由此，逆變器電路11將各個(gè)升壓電路10和41產(chǎn)生的電力轉(zhuǎn)換成ac電力。

逆變器裝置1包括逆變器電路11和商用電力系統(tǒng)3之間的濾波器電路21。

濾波器電路21由兩個(gè)ac電抗器22和電容器23組成。濾波器電路21具有移除逆變器電路11輸出的ac電力中包含的高頻分量的功能。已經(jīng)通過濾波器電路21移除了高頻分量的ac電力被提供至商用電力系統(tǒng)3。

用于檢測(cè)作為逆變器電路11的輸出的電流值的逆變器電流檢測(cè)值iinv(ac電抗器22中流動(dòng)的電流)的第三電流傳感器24連接至濾波器電路21。用于檢測(cè)商用電力系統(tǒng)3一側(cè)的電壓值(系統(tǒng)電壓檢測(cè)值va)的第三電壓傳感器25連接在濾波器電路21和商用電力系統(tǒng)3之間。

第三電流傳感器24和第三電壓傳感器25分別將檢測(cè)的逆變器電流檢測(cè)值iinv以及檢測(cè)的系統(tǒng)電壓檢測(cè)值va輸出至控制單元12。

控制單元12根據(jù)系統(tǒng)電壓檢測(cè)值va，逆變器電流檢測(cè)值iinv，dc輸入電壓檢測(cè)值vg.1和vg.2以及升壓電路電流檢測(cè)值iin.1和iin.2控制升壓電路10和41以及逆變器電路11。

[2控制單元]

圖3是控制單元12的框圖。如圖3中所示，控制單元12功能性地具有控制處理單元30，第一升壓電路控制單元32，逆變器電路控制單元33，平均處理單元34以及第二升壓電路控制單元35。

控制單元12的某些或全部功能可被配置為硬件電路，或可通過計(jì)算機(jī)執(zhí)行的軟件(計(jì)算機(jī)程序)實(shí)現(xiàn)。用于實(shí)現(xiàn)控制單元12的功能的軟件(計(jì)算機(jī)程序)存儲(chǔ)在計(jì)算機(jī)的存儲(chǔ)裝置(未示出)中。

第一升壓電路控制單元32基于控制處理單元30產(chǎn)生的目標(biāo)值和檢測(cè)值控制第一升壓電路10的開關(guān)元件qb1，由此使第一升壓電路10輸出具有對(duì)應(yīng)于目標(biāo)值的電流的電力。

第二升壓電路控制單元35基于控制處理單元30產(chǎn)生的目標(biāo)值和檢測(cè)值控制第二升壓電路41的開關(guān)元件qb2，由此使第二升壓電路41輸出具有對(duì)應(yīng)于目標(biāo)值的電流的電力。

逆變器電路控制單元33基于控制處理單元30產(chǎn)生的目標(biāo)值和檢測(cè)值控制逆變器電路11的開關(guān)元件q1至q4，由此使逆變器電路11輸出具有對(duì)應(yīng)于目標(biāo)值的電流的電力。

控制處理單元30接收dc輸入電壓檢測(cè)值vg.1和vg.2，升壓電路電流檢測(cè)值iin.1和iin.2，系統(tǒng)電壓檢測(cè)值va以及逆變器電流檢測(cè)值iinv。

控制處理單元30由dc輸入電壓檢測(cè)值vg.1和vg.2以及升壓電路電流檢測(cè)值iin.1和iin.2計(jì)算第一升壓電路10的第一輸入功率pin.1及其平均值<pin.1>，以及第二升壓電路41的第二輸入功率pin.2及其平均值<pin.2>。

控制處理單元30具有基于第一輸入功率平均值<pin.1>設(shè)定第一升壓電路10的第一dc輸入電流目標(biāo)值ig.1*(將在下文說明)，且對(duì)第一陣列2執(zhí)行mppt控制并對(duì)第一升壓電路10和逆變器電路11執(zhí)行反饋控制的功能。

控制處理單元30也具有基于第二輸入功率平均值<pin.2>設(shè)定第二升壓電路41的dc輸入電流目標(biāo)值ig.2*(將在下文說明)，且對(duì)第二陣列40執(zhí)行mppt控制并對(duì)第一升壓電路10執(zhí)行反饋控制的功能。

將dc輸入電壓檢測(cè)值vg.1和vg.2以及升壓電路電流檢測(cè)值iin.1和iin.2賦予平均處理單元34和控制處理單元30。

平均處理單元34具有以預(yù)定時(shí)間間隔從兩個(gè)電壓傳感器17和44以及兩個(gè)電流傳感器18和45采樣dc輸入電壓檢測(cè)值vg.1和vg.2以及升壓電路電流檢測(cè)值iin.1和iin.2，計(jì)算它們相應(yīng)的平均值并將平均的dc輸入電壓檢測(cè)值vg.1和vg.2以及平均的升壓電路電流檢測(cè)值iin.1和iin.2賦予控制處理單元30的功能。

圖4是示出第一dc輸入電壓檢測(cè)值vg.1和第一升壓電路電流檢測(cè)值iin.1中的時(shí)間變化的仿真結(jié)果的示例的曲線圖。

如下所述，第一升壓電路電流檢測(cè)值iin.1基于目標(biāo)電壓表現(xiàn)為與系統(tǒng)電壓同步的波形。

第一dc輸入電流檢測(cè)值ig.1是在相對(duì)于電容器26的輸入側(cè)檢測(cè)的電流值。

如圖4中所示，發(fā)現(xiàn)第一dc輸入電壓檢測(cè)值vg.1，第一dc輸入電流檢測(cè)值ig.1，第一升壓電路電流檢測(cè)值iin.1在系統(tǒng)電壓的半周期內(nèi)改變。

第一dc輸入電壓檢測(cè)值vg.1和第一dc輸入電流檢測(cè)值ig.1如圖4中所示周期改變的原因如下。即，逆變器裝置1的第一升壓電路電流檢測(cè)值iin.1根據(jù)第一升壓電路10以及逆變器電路11的操作在ac周期的半周期內(nèi)在幾乎0a和峰值之間大幅改變。因此，不能通過電容器26完全移除改變分量，且第一dc輸入電流檢測(cè)值ig.1檢測(cè)作為在ac周期的半周期內(nèi)改變的分量的脈動(dòng)電流。另一方面，光伏面板的輸出電壓取決于輸出電流而改變。

因此，發(fā)生在第一dc輸入電壓檢測(cè)值vg.1中的周期性變化的周期是逆變器裝置1輸出的ac電力的周期的一半。即，周期性變化的周期是商用電力系統(tǒng)3的周期的一半。

平均處理單元34平均第一dc輸入電壓檢測(cè)值vg.1和第一升壓電路電流檢測(cè)值iin.1，以便抑制上述周期變化的影響。

圖5是示出其中平均處理單元34平均第一dc輸入電壓檢測(cè)值vg.1的方式的示意圖。

平均處理單元34在從時(shí)間t1至?xí)r間t2的時(shí)段l中，以預(yù)定時(shí)間間隔δt多次(在由圖5中的實(shí)心點(diǎn)表示的時(shí)間)采樣賦予的第一dc輸入電壓檢測(cè)值vg.1，且計(jì)算已經(jīng)獲得的多個(gè)第一dc輸入電壓檢測(cè)值vg.1的平均值。

這里，平均處理單元34將時(shí)段l設(shè)定為商用電力系統(tǒng)3的周期的長(zhǎng)度的一半。此外，平均處理單元34將時(shí)間間隔δt設(shè)定為足夠短于商用電力系統(tǒng)3的周期的長(zhǎng)度的一半。

因此，平均處理單元34可利用盡可能短的采樣時(shí)段精確地獲得在商用電力系統(tǒng)3的半周期期間周期改變的第一dc輸入電壓檢測(cè)值vg.1的平均值。

采樣的時(shí)間間隔δt例如可設(shè)定為商用電力系統(tǒng)3的周期的1/100至1/1000，或20微秒至200微秒。

平均處理單元34可預(yù)先存儲(chǔ)時(shí)段l，或可從第三電壓傳感器25獲取系統(tǒng)電壓檢測(cè)值va且獲取有關(guān)商用電力系統(tǒng)3的周期的信息。

這里，時(shí)段l設(shè)定為商用電力系統(tǒng)3的周期的長(zhǎng)度的一半。如果時(shí)段l設(shè)定為商用電力系統(tǒng)3的周期的一半，則可至少精確地計(jì)算第一dc輸入電壓檢測(cè)值vg.1的平均值。這是因?yàn)榈谝籨c輸入電壓檢測(cè)值vg.1根據(jù)上述第一升壓電路10以及逆變器電路11的操作在商用電力系統(tǒng)3的半周期中周期性改變。

因此，如果需要將時(shí)段l設(shè)定得較長(zhǎng)，則時(shí)段l可設(shè)定為商用電力系統(tǒng)3的半周期的整數(shù)倍，例如商用電力系統(tǒng)3的半周期的三或四倍。因此，可在周期的基礎(chǔ)上抓取電壓變化。

如上所述，與第一dc輸入電壓檢測(cè)值vg.1相同，第一升壓電路電流檢測(cè)值iin.1也在商用電力系統(tǒng)3的半周期中周期地改變。

因此，平均處理單元34也通過與圖5中所示的第一dc輸入電壓檢測(cè)值vg.1相同的方法計(jì)算第一升壓電路電流檢測(cè)值iin.1的平均值。

而且，與第一dc輸入電壓檢測(cè)值vg.1的原因相同，第二陣列40一側(cè)的第二dc輸入電壓檢測(cè)值vg.2和第二升壓電路電流檢測(cè)值iin.2也在商用電力系統(tǒng)3的半周期中周期地改變。

因此，平均處理單元34也通過與用于圖5中所示的第一dc輸入電壓檢測(cè)值vg.1的相同的方法計(jì)算第二dc輸入電壓檢測(cè)值vg.2和第二升壓電路電流檢測(cè)值iin.2的平均值。

控制處理單元30順序計(jì)算每時(shí)段l的dc輸入電壓檢測(cè)值vg.1和vg.2的平均值以及升壓電路電流檢測(cè)值iin.1和iin.2的平均值。

平均處理單元34將dc輸入電壓檢測(cè)值vg.1和vg.2的計(jì)算的平均值以及升壓電路電流檢測(cè)值iin.1和iin.2的計(jì)算的平均值賦予控制處理單元30。

在本實(shí)施例中，如上所述，平均處理單元34計(jì)算dc輸入電壓檢測(cè)值vg.1和vg.2的平均值以及升壓電路電流檢測(cè)值iin.1和iin.2的平均值，且利用這些值，控制處理單元30同時(shí)控制升壓電路10和41以及逆變器電路11，同時(shí)對(duì)兩個(gè)陣列2和40執(zhí)行mppt控制。因此，即使來(lái)自兩個(gè)陣列2和40的dc電流變得不穩(wěn)定，控制單元12也可精確地獲得兩個(gè)陣列2和40的輸出作為dc輸入電壓檢測(cè)值vg.1和vg.2的平均值以及升壓電路電流檢測(cè)值iin.1和iin.2的平均值。因此，變得能夠適當(dāng)執(zhí)行mppt控制且有效抑制電源效率的降低。

如上所述，在兩個(gè)陣列2和40輸出的dc電力的電壓(dc輸入電壓檢測(cè)值vg.1和vg.2)或電流(升壓電路電流檢測(cè)值iin.1和iin.2)由于輸入至逆變器裝置1的電流的變化而變化的情況下，變化的周期與逆變器電路11輸出的ac電力的半周期(商用電力系統(tǒng)3的半周期)一致。

在這點(diǎn)上，在本實(shí)施例中，在設(shè)定為商用電力系統(tǒng)3的周期的長(zhǎng)度的一半的時(shí)段l期間，以足夠短于ac系統(tǒng)的半周期的時(shí)間間隔δt多次采樣各個(gè)dc輸入電壓檢測(cè)值vg.1和vg.2以及升壓電路電流檢測(cè)值iin.1和iin.2，且由采樣結(jié)果計(jì)算dc輸入電壓檢測(cè)值vg.1和vg.2的平均值以及升壓電路電流檢測(cè)值iin.1和iin.2的平均值。因此，即使dc電流的電壓和電流周期改變，也可精確地計(jì)算dc輸入電壓檢測(cè)值vg.1和vg.2以及升壓電路電流檢測(cè)值iin.1和iin.2。

由兩個(gè)陣列2和40賦予的發(fā)生在dc輸入電壓檢測(cè)值vg.1和vg.2以及升壓電路電流檢測(cè)值iin.1和iin.2中的這些變化如上所述歸因于逆變器電路11等的阻抗的變化。因此，可從以短于逆變器電路11輸出的ac電力的半周期的時(shí)間間隔δt多次執(zhí)行的采樣的結(jié)果獲得dc輸入電壓檢測(cè)值vg.1和vg.2以及升壓電路電流檢測(cè)值iin.1和iin.2。

控制處理單元30基于上述輸入功率平均值<pin.1>和<pin.2>設(shè)定dc輸入電流目標(biāo)值ig.1*和ig.2*，且基于設(shè)定的dc輸入電流目標(biāo)值ig.1*和ig.2*以及上述值同時(shí)為升壓電路10和41以及逆變器電路11計(jì)算目標(biāo)值。

控制處理單元30具有將計(jì)算的目標(biāo)值賦予第一升壓電路控制單元32，第二升壓電路控制單元35以及逆變器電路控制單元33且同時(shí)對(duì)升壓電路10和41以及逆變器電路11兩者執(zhí)行反饋控制的功能。

圖6是用于解釋由控制處理單元30進(jìn)行控制處理的控制框圖。

控制處理單元30包括作為控制逆變器電路11的功能部的第一計(jì)算部51，第一加法器52，補(bǔ)償器53以及第二加法器54。

此外，控制處理單元30包括作為控制兩個(gè)升壓電路10和41的功能部的第二計(jì)算部61，第三加法器62，補(bǔ)償器63，第四加法器64，第五加法器72，補(bǔ)償器73以及第六加法器74。

圖7是示出用于升壓電路10和41以及逆變器電路11兩者的控制處理的流程圖。圖6中所示的功能部通過執(zhí)行圖7中的流程圖中所示的處理而控制升壓電路10和41以及逆變器電路11兩者。

以下將參考圖7說明針對(duì)升壓電路10和41以及逆變器電路11兩者的控制處理。

首先，控制處理單元30計(jì)算當(dāng)前輸入功率平均值<pin.i>(步驟s9)，且將當(dāng)前輸入功率平均值<pin.i>與之前計(jì)算的輸入功率平均值<pin.i>進(jìn)行比較，以設(shè)定dc輸入電流目標(biāo)值ig.i*(步驟s1)。

基于以下表達(dá)式(1)計(jì)算輸入功率平均值<pin.i>。

輸入功率平均值<pin.i>＝<iin.i×vg.i>...(1)

在表達(dá)式(1)中，“i”是對(duì)應(yīng)于連接至逆變器電路11的各個(gè)升壓電路的數(shù)目，且在本實(shí)施例中為“1”或“2”?！癷＝1”的情況對(duì)應(yīng)于第一升壓電路10，且“i＝2”的情況對(duì)應(yīng)于第二升壓電路41。因此，<pin.1>表示第一升壓電路10的輸入功率平均值，且<pin.2>表示第二升壓電路41的輸入功率平均值。

在本實(shí)施例中，控制處理單元30計(jì)算輸入功率平均值<pin.1>和<pin.2>，且設(shè)定dc輸入電流目標(biāo)值ig.1*和ig.2*。

在表達(dá)式(1)中，iin.i是升壓電路電流檢測(cè)值，且vg.i是dc輸入電壓檢測(cè)值，且升壓電路電流檢測(cè)值iin.i和dc輸入電壓檢測(cè)值vg.i是通過平均處理單元34平均的值。

在除了表達(dá)式(1)之外且與以下所示控制相關(guān)的各個(gè)表達(dá)式中，未被平均的瞬時(shí)值用于升壓電路電流檢測(cè)值iin.i以及dc輸入電壓檢測(cè)值vg.i。

即，升壓電路電流檢測(cè)值iin.i的平均值以及dc輸入電壓檢測(cè)值vg.i的平均值用于計(jì)算輸入功率平均值<pin.i>。

符號(hào)“<>”表示括號(hào)中的值的平均值或有效值。這同樣適用于下文。

控制處理單元30將設(shè)定的dc輸入電流目標(biāo)值ig.i*賦予第一計(jì)算部51。

像dc輸入電流目標(biāo)值ig.i*一樣，將dc輸入電壓檢測(cè)值vg.i以及系統(tǒng)電壓檢測(cè)值va賦予第一計(jì)算部51。

第一計(jì)算部51基于采用被賦予了dc輸入電流目標(biāo)值ig.i*，dc輸入電壓檢測(cè)值vg.i，轉(zhuǎn)換效率ηi以及系統(tǒng)電壓檢測(cè)值va的以下表達(dá)式(2)計(jì)算逆變器裝置1的輸出電流目標(biāo)值的有效值<ia*.i>，以將電流輸出至利用各個(gè)dc電源作為電源的系統(tǒng)。

來(lái)自各個(gè)dc電源的輸出電流目標(biāo)值的有效值<ia.i*>＝<ig.i*×vg.i>×ηi/<va>...(2)

而且，第一計(jì)算部51基于以下表達(dá)式(3)計(jì)算輸出電流目標(biāo)值la*(步驟s2)。

這里，第一計(jì)算部51將各個(gè)輸出電流目標(biāo)值ia.i*計(jì)算為具有與系統(tǒng)電壓檢測(cè)值va相同相位的正弦波。

各個(gè)輸出電流目標(biāo)值ia.i*＝(√2)×<ia.i*>×sinωt...(3)

隨后，如通過以下表達(dá)式(4)所示的，第一計(jì)算部51計(jì)算作為用于控制逆變器電路11的電流目標(biāo)值的逆變器電流目標(biāo)值iinv*(步驟s3)。

各個(gè)逆變器電流目標(biāo)值iinv*＝σia.i*+scava...(4)

在表達(dá)式(4)中，ca是電容器23的電容，且s是拉普拉斯算子。

上述表達(dá)式(4)利用相對(duì)于時(shí)間t的導(dǎo)數(shù)如下表達(dá)。

iinv*＝σia.i*+ca×(dva/dt)...(4a)

在表達(dá)式(4)和(4a)中，右手側(cè)的第二項(xiàng)是考慮到流過濾波器電路21的電容器23的電流而加入的值。

輸出電流目標(biāo)值ia*計(jì)算作為具有與系統(tǒng)電壓檢測(cè)值va相同相位的正弦波，如通過上述表達(dá)式(3)所示。即，控制處理單元30控制逆變器電路11以便逆變器裝置1輸出的ac電力的電流相位與系統(tǒng)電壓(系統(tǒng)電壓檢測(cè)值va)的相位相同。

在計(jì)算逆變器電流目標(biāo)值iinv*之后，第一計(jì)算部51將逆變器電流目標(biāo)值iinv*賦予第一加法器52。

逆變器電路11基于逆變器電流目標(biāo)值iinv*經(jīng)歷反饋控制。

與逆變器電流目標(biāo)值iinv*一樣，將當(dāng)前逆變器電流檢測(cè)值iinv賦予第一加法器52。

第一加法器52計(jì)算逆變器電流目標(biāo)值iinv*和當(dāng)前逆變器電流檢測(cè)值iinv之間的差，且將計(jì)算結(jié)果賦予補(bǔ)償器53。

當(dāng)賦予差時(shí)，補(bǔ)償器53基于比例系數(shù)等執(zhí)行計(jì)算，且隨后第二加法器54將計(jì)算結(jié)果與系統(tǒng)電壓va相加，由此計(jì)算允許差收斂的逆變器電壓參考值vinv#，以便逆變器電流檢測(cè)值iinv變成逆變器電流目標(biāo)值iinv*。通過比較逆變器電壓參考值vinv#和從第一計(jì)算部51賦予的用于dc/dc轉(zhuǎn)換器的輸出電壓目標(biāo)值vo*而獲得的控制信號(hào)被賦予逆變器電路控制單元33，由此使逆變器電路11根據(jù)逆變器輸出電壓目標(biāo)值vinv*而輸出電壓。

將逆變器電路11輸出的電壓賦予ac電抗器22，且隨后反饋為新的逆變器電流檢測(cè)值iinv。隨后，通過第一加法器52再次計(jì)算逆變器電流目標(biāo)值iinv*和逆變器電流檢測(cè)值iinv之間的差，且基于上述差控制逆變器電路11。

如上所述，逆變器電路11基于逆變器電流目標(biāo)值iinv*和逆變器電流檢測(cè)值iinv經(jīng)歷反饋控制(步驟s4)。

另一方面，將通過第一計(jì)算部51計(jì)算的逆變器電流目標(biāo)值iinv*以及dc輸入電壓檢測(cè)值vg.i和系統(tǒng)電壓檢測(cè)值va賦予第二計(jì)算部61。

第二計(jì)算部61基于以下表達(dá)式(5)計(jì)算逆變器輸出電壓目標(biāo)值vinv*(步驟s5)。

逆變器輸出電壓目標(biāo)值vinv*＝va+zaiinv*...(5)

在表達(dá)式(5)中，za是ac電抗器的阻抗。

在表達(dá)式(5)中，右手側(cè)的第二項(xiàng)是考慮到ac電抗器22的兩端之間產(chǎn)生的電壓而加入的值。

在本實(shí)施例中，基于作為用于控制逆變器電路11的電流目標(biāo)值的逆變器電流目標(biāo)值iinv*來(lái)設(shè)定逆變器輸出電壓目標(biāo)值vinv*(電壓目標(biāo)值)，以便逆變器裝置1輸出的ac電力的電流具有與系統(tǒng)電壓檢測(cè)值va相同的相位。

在計(jì)算逆變器輸出電壓目標(biāo)值vinv*之后，第二計(jì)算部61根據(jù)作為dc電源的太陽(yáng)能電池陣列2，40將電壓vg或優(yōu)選地作為電壓vdc.i的以下dc電壓vgf與逆變器輸出電壓目標(biāo)值vinv*的絕對(duì)值進(jìn)行比較，且確定較大的一個(gè)為升壓電路電壓目標(biāo)值vo*，如通過以下表達(dá)式(6)所示(步驟s6)。dc電壓vgf是通過考慮由于dc電抗器15的阻抗z而造成的電壓降而針對(duì)vg計(jì)算的電壓，且在升壓電路電流目標(biāo)值由iin.i*表示的情況下，vgf表達(dá)為vgf＝(vg-ziin.i*)。因此，vo*可如下表達(dá)。

vo*＝max(vg-ziin.i*,vinv*的絕對(duì)值)...(6)

對(duì)于vg，如通過以下表達(dá)式(7)所示，采用升壓電路10和41的電壓值中較大的一個(gè)。

vg＝max(vg.i)...(7)

而且，第二計(jì)算部61基于以下表達(dá)式(8)計(jì)算升壓電路電流目標(biāo)值iin*(步驟s7)。

升壓電路電流目標(biāo)值iin.i*＝[ia.i*×vinv*+ki{(scava)vinv*+(scovo*)×vo*}]/(vg.i-ziin.i)...(8)

這里，ki是滿足以下條件的已知常數(shù)。

在表達(dá)式(8)中，co是電容器19(平滑電容器)的電容，且s是拉普拉斯算子。

利用相對(duì)于時(shí)間t的導(dǎo)數(shù)，上述表達(dá)式(8)表示如下。

iin.i*＝[ia.i*×vinv*+ki{(ca×dva/dt)vinv*+(co×dvo*/dt)×vo*}]/(vg.i-ziin.i)...(8a)

如果檢測(cè)到流過電容器19的電流且檢測(cè)電流由ico表示，則獲得以下表達(dá)式。

iin.i*＝[ia.i*×vinv*+ki{(ca×dva/dt)vinv*+ico×vo*}]/(vg.i-ziin.i)...(8b)

在表達(dá)式(8),(8a)和(8b)中，第三項(xiàng)是考慮到通過電容器19的無(wú)功功率而加入的值。即，除用于逆變器電路11的功率目標(biāo)值之外考慮的無(wú)功功率使得能更精確地計(jì)算iin.i*的值。

而且如果預(yù)先測(cè)量逆變器裝置1的功耗ploss.i，則上述表達(dá)式(8a)可如下表達(dá)。

iin.i*＝[ia.i*×vinv*+ki{(ca×dva/dt)vinv*+(c×dvo*/dt)×vo*}+ploss.i]/(vg.i-ziin.i)...(8c)

類似地，上述表達(dá)式(8b)可如下表達(dá)。

iin.i*＝[ia.i*×vinv*+ki{(ca×dva/dt)vinv*+ico×vo*}+ploss.i]/(vg.i-ziin.i)...(8d)

在這種情況下，除逆變器電路11的功率目標(biāo)值之外考慮無(wú)功功率以及功耗ploss.i使得能更嚴(yán)謹(jǐn)?shù)赜?jì)算iin.i*的值。

第二計(jì)算部61如上所述計(jì)算升壓電路電流目標(biāo)值iin.i*(升壓電路電流目標(biāo)值iin.1*和iin.2*)。第二計(jì)算部61將升壓電路電流目標(biāo)值iin.1*賦予第三加法器62。

第一升壓電路10基于升壓電路電流目標(biāo)值iin.1*經(jīng)歷反饋控制。

像升壓電路電流目標(biāo)值iin.1*那樣，將當(dāng)前第一升壓電路電流目標(biāo)值iin.1賦予第三加法器62。

第三加法器62計(jì)算升壓電路電流目標(biāo)值iin.1*和當(dāng)前第一升壓電路電流目標(biāo)值iin.1之間的差，且將計(jì)算結(jié)果賦予補(bǔ)償器63。

當(dāng)賦予差時(shí)，補(bǔ)償器63基于比例系數(shù)等執(zhí)行計(jì)算，且隨后第四加法器64將計(jì)算結(jié)果從dc輸入電壓檢測(cè)值vg.1減去，由此計(jì)算允許差收斂的第一升壓電路電壓參考值vbc1#，以便第一升壓電路電流檢測(cè)值iin.1變成升壓電路電流目標(biāo)值iin.1*。通過比較第一升壓電路電壓參考值vbc1#和從第一計(jì)算部51賦予的用于dc/dc轉(zhuǎn)換器的輸出電壓目標(biāo)值vo*而獲得的控制信號(hào)被賦予第一升壓電路控制單元32，由此使第一升壓電路10根據(jù)升壓電路電壓目標(biāo)值vo*而輸出電壓。

將第一升壓電路10輸出的功率賦予dc電抗器15，且隨后反饋為新的第一升壓電路電流檢測(cè)值iin.1。隨后，通過第三加法器62再次計(jì)算升壓電路電流目標(biāo)值iin.1*和第一升壓電路電流檢測(cè)值iin.1之間的差，且基于上述差控制第一升壓電路10。

如上所述，第一升壓電路10基于升壓電路電流目標(biāo)值iin.1*和第一升壓電路電流檢測(cè)值iin.1經(jīng)歷反饋控制(步驟s8)。

第二計(jì)算部61將升壓電路電流目標(biāo)值iin.2*賦予第五加法器72。

第二升壓電路41基于升壓電路電流目標(biāo)值iin.2*經(jīng)歷反饋控制。

像升壓電路電流目標(biāo)值iin.2*那樣，將當(dāng)前第二升壓電路電流檢測(cè)值iin.2賦予第五加法器72。

第五加法器72計(jì)算升壓電路電流目標(biāo)值iin.2*和當(dāng)前第二升壓電路電流檢測(cè)值iin.2之間的差，且將計(jì)算結(jié)果賦予補(bǔ)償器73。

當(dāng)賦予差時(shí)，補(bǔ)償器73基于比例系數(shù)等執(zhí)行計(jì)算，且隨后第六加法器74將計(jì)算結(jié)果從dc輸入電壓檢測(cè)值vg.2減去，由此計(jì)算允許差收斂的第二升壓電路電壓參考值vbc2#，以便第二升壓電路電流檢測(cè)值iin.2變成升壓電路電流目標(biāo)值iin.2*。通過比較第二升壓電路電壓參考值vbc2#和從第一計(jì)算部51賦予的用于dc/dc轉(zhuǎn)換器的輸出電壓目標(biāo)值vo*而獲得的控制信號(hào)被賦予第二升壓電路控制單元35，由此使第二升壓電路41根據(jù)升壓電路電壓目標(biāo)值vo*而輸出電壓。

因此，如第一升壓電路10中那樣，第二升壓電路41基于升壓電路電流目標(biāo)值iin.2*和第二升壓電路電流檢測(cè)值iin.2經(jīng)歷反饋控制(步驟s8)。

在上述步驟s8之后，控制處理單元30基于上述表達(dá)式(1)計(jì)算當(dāng)前輸入功率平均值<pin.i>(步驟s9)。

基于與之前計(jì)算的輸入功率平均值<pin.i>進(jìn)行的比較，控制處理單元30設(shè)定dc輸入電流目標(biāo)值ig.i*，以便輸入功率平均值<pin.i>變成最大值(跟隨最大功率點(diǎn))。

因此，控制處理單元30同時(shí)控制升壓電路10和41以及逆變器電路11，對(duì)第一陣列2和第二陣列兩者執(zhí)行mppt控制。

圖8是示出逆變器輸出電壓目標(biāo)值vinv*的示例的示意圖。在圖8中，垂直軸表示電壓且水平軸表示時(shí)間。虛線表示商用電力系統(tǒng)3的電壓波形，且實(shí)線表示逆變器輸出電壓目標(biāo)值vinv*的波形。

逆變器裝置1利用作為電壓目標(biāo)值的圖8中所示的逆變器輸出電壓目標(biāo)值vinv*通過根據(jù)圖7中的流程圖的控制而輸出功率。

因此，逆變器裝置1輸出具有根據(jù)圖9中所示的逆變器輸出電壓目標(biāo)值vinv*的波形的電壓的功率。

如圖9中所示，兩個(gè)波形幾乎具有相同的電壓值和相同的頻率，但是逆變器輸出電壓目標(biāo)值vinv*的相位領(lǐng)先商用電力系統(tǒng)3的電壓相位幾度。

本實(shí)施例的控制處理單元30使逆變器輸出電壓目標(biāo)值vinv*的相位領(lǐng)先商用電力系統(tǒng)3的電壓相位約三度，同時(shí)如上所述對(duì)第一升壓電路10和逆變器電路11執(zhí)行反饋控制。

使逆變器輸出電壓目標(biāo)值vinv*的相位領(lǐng)先商用電力系統(tǒng)3的電壓相位幾度的角度可以是幾度，且如下所述，角度設(shè)定在來(lái)自商用電力系統(tǒng)3的電壓波形的差的電壓波形的相位領(lǐng)先商用電力系統(tǒng)3的電壓波形的相位90度的范圍內(nèi)。例如，相位超前角的角度設(shè)定為大于0度且小于10度。

[3升壓電路的電壓目標(biāo)值]

在本實(shí)施例中，如上所述，連接至第二升壓電路41的第二陣列40被配置為輸出具有比第一陣列2輸出的電力的電壓小的電壓的功率。

另一方面，如上述表達(dá)式(6)和(7)以及圖7中的步驟s6所示，如下設(shè)定作為用于升壓電路10和41兩者輸出的功率的電壓目標(biāo)值的升壓電路電壓目標(biāo)值vo*。

即，第一陣列2的第一dc輸入電壓檢測(cè)值vg.1以及第二陣列40的第二dc輸入電壓檢測(cè)值vg.2彼此比較，且選擇作為更高電壓的第一dc輸入電壓檢測(cè)值vg.1(表達(dá)式(7))。

隨后，所選擇的第一dc輸入電壓檢測(cè)值vg.1以及逆變器輸出電壓目標(biāo)值vinv*的絕對(duì)值彼此比較，且采用更高的值，因此獲得升壓電路電壓目標(biāo)值vo*。

圖9是示出怎樣計(jì)算升壓電路電壓目標(biāo)值vo*的示意圖。在圖9中，(a)示出逆變器輸出電壓目標(biāo)值vinv*和第一dc輸入電壓檢測(cè)值vg.1之間的比較。在圖9的(a)中，垂直軸表示電壓且水平軸表示時(shí)間。

控制處理單元30比較第一dc輸入電壓檢測(cè)值vg.1以及逆變器輸出電壓目標(biāo)值vinv*的絕對(duì)值，且采用更高的值。因此，在其中逆變器輸出電壓目標(biāo)值vinv*的絕對(duì)值等于或大于第一dc輸入電壓檢測(cè)值vg.1的時(shí)段期間，升壓電路電壓目標(biāo)值vo*的波形跟隨逆變器輸出電壓目標(biāo)值vinv*，且在其中逆變器輸出電壓目標(biāo)值vinv*的絕對(duì)值等于或小于第一dc輸入電壓檢測(cè)值vg.1的時(shí)段期間，跟隨第一dc輸入電壓檢測(cè)值vg.1。

在圖9中，(b)示出升壓電路電壓目標(biāo)值vo*的波形。如圖9的(b)中所示，在其中逆變器輸出電壓目標(biāo)值vinv*等于或大于第一dc輸入電壓檢測(cè)值vg.1的時(shí)段期間，升壓電路電壓目標(biāo)值vo*的波形跟隨逆變器輸出電壓目標(biāo)值vinv*的絕對(duì)值，且在其中逆變器輸出電壓目標(biāo)值vinv*等于或小于第一dc輸入電壓檢測(cè)值vg.1的時(shí)段期間，跟隨第一dc輸入電壓檢測(cè)值vg.1。

因此，如圖9的(b)中所示，因?yàn)樯龎弘娐冯妷耗繕?biāo)值vo*的最小電壓值是第一dc輸入電壓檢測(cè)值vg.1，因此升壓電路電壓目標(biāo)值vo*總是具有比第二dc輸入電壓檢測(cè)值vg.2大的電壓，且防止變得低于第一dc輸入電壓檢測(cè)值vg.1。

即，第二升壓電路41總是執(zhí)行升壓操作以輸出具有根據(jù)升壓電路電壓目標(biāo)值vo*的電壓的功率。

例如，如果從第二升壓電路41輸出的功率利用第二dc輸入電壓檢測(cè)值vg.2作為參考而被升壓，則從第二升壓電路41輸出的功率在圖9的(c)中的范圍k內(nèi)具有比第一dc輸入電壓檢測(cè)值vg.1低的電壓值，且當(dāng)功率僅從第一陣列2提供時(shí)，未獲得來(lái)自第二陣列40的功率提供。因此，可整體降低陣列2和40的供電效率。

在這點(diǎn)上，在本實(shí)施例中，如圖9的(c)中所示，控制第二升壓電路41以便將從第二升壓電路41輸出的電力的電壓值基本上與其中逆變器輸出電壓目標(biāo)值vinv*等于或小于第一dc輸入電壓檢測(cè)值vg.1的范圍k內(nèi)的第一dc輸入電壓檢測(cè)值vg.1一致。因此，可使從第二升壓電路41輸出的功率的最小電壓值基本上與第一dc輸入電壓檢測(cè)值vg.1一致。

因此，可防止從第二升壓電路41輸出的電力的電壓值變得遠(yuǎn)低于從第一升壓電路10輸出的電力的電壓值。因此，可防止其中未獲得通過第二升壓電路41從第二陣列40提供功率的時(shí)段k的出現(xiàn)，借此可抑制供電效率的降低。

在本實(shí)施例中，為了計(jì)算作為用于各個(gè)升壓電路的電流目標(biāo)值的升壓電路電流目標(biāo)值iin.i*，如通過上述表達(dá)式(8)所示，可適當(dāng)獲得用于相應(yīng)升壓電路10和41的電流目標(biāo)值。因此，從第二升壓電路41輸出的功率的最小電壓值基本上與第一輸入電壓檢測(cè)值vg.1一致。

如果基于升壓電路電流目標(biāo)值iin.1*控制第一升壓電路10，則第一升壓電路10在其中逆變器輸出電壓目標(biāo)值vinv*低于第一dc輸入電壓檢測(cè)值vg.1的時(shí)段期間停止升壓操作，且在其中逆變器輸出電壓目標(biāo)值vinv*高于第一dc輸入電壓檢測(cè)值vg.1的時(shí)段期間執(zhí)行升壓操作。

注意到其中從第二升壓電路41輸出的電力的電壓值(第二dc輸入電壓檢測(cè)值vg.2)基本上與第一dc輸入電壓檢測(cè)值vg.1一致的狀態(tài)是指其中這些電壓彼此一致以致當(dāng)從第一升壓電路10和第二升壓電路41提供功率時(shí)，可從兩個(gè)升壓電路獲得功率的提供的狀態(tài)。

圖10是示出dc輸入電壓檢測(cè)值vg.1和vg.2以及升壓電路電壓目標(biāo)值vo*，以及各個(gè)目標(biāo)值的時(shí)間變化的仿真結(jié)果的曲線圖。

在圖10中，上部曲線圖示出逆變器輸出電壓目標(biāo)值vinv*和系統(tǒng)電壓檢測(cè)值va之間的關(guān)系，中部曲線圖示出dc輸入電壓值vg.1和vg.2和升壓電路電壓目標(biāo)值vo*之間的關(guān)系，且下部曲線圖示出升壓電路電流目標(biāo)值iin.1*和iin.2*。

如圖10中所示，可確認(rèn)升壓電路電壓目標(biāo)值vo*的波形在其中逆變器輸出電壓目標(biāo)值vinv*等于或大于第一dc輸入電壓檢測(cè)值vg.1的時(shí)段期間跟隨逆變器輸出電壓目標(biāo)值vinv*的絕對(duì)值，且在其中逆變器輸出電壓目標(biāo)值vinv*等于或小于第一dc輸入電壓檢測(cè)值vg.1的時(shí)段期間跟隨第一dc輸入電壓檢測(cè)值vg.1。

[4對(duì)第一升壓電路和逆變器電路的控制]

第一升壓電路控制單元32(圖3)控制第一升壓電路10的開關(guān)元件qb1。逆變器電路控制單元33控制逆變器電路11的開關(guān)元件q1至q4。

第一升壓電路控制單元32和逆變器電路控制單元33分別產(chǎn)生第一升壓電路載波以及逆變器電路載波，且利用作為控制處理單元30賦予的目標(biāo)值的第一升壓電路電壓參考值vbc1#和逆變器電壓參考值vinv#分別調(diào)制這些載波，以產(chǎn)生用于驅(qū)動(dòng)各個(gè)開關(guān)元件的驅(qū)動(dòng)波形。

第一升壓電路控制單元32和逆變器電路控制單元33基于驅(qū)動(dòng)波形控制各個(gè)開關(guān)元件，由此使第一升壓電路10和逆變器電路11輸出具有接近于逆變器輸出電壓目標(biāo)值vinv*的波形的電壓波形的ac電力。

在圖11中，(a)是示出第一升壓電路載波和第一升壓電路電壓參考值vbc1#之間的比較。在圖11的(a)中，垂直軸表示電壓且水平軸表示時(shí)間。在圖11的(a)中，為了有助于理解，第一升壓電路載波的波長(zhǎng)與實(shí)際波長(zhǎng)相比延長(zhǎng)。

通過第一升壓電路控制單元32產(chǎn)生的升壓電路載波是具有“0”最小值的三角波，且具有設(shè)定在控制處理單元30賦予的升壓電路電壓目標(biāo)值vo*處的幅值a1。

根據(jù)來(lái)自控制處理單元30的控制命令，通過升壓電路控制單元32設(shè)定升壓電路載波的頻率，以便實(shí)現(xiàn)預(yù)定占空比。

如上所述，升壓電路電壓目標(biāo)值vo*改變以便在其中逆變器輸出電壓目標(biāo)值vinv*的絕對(duì)值大致等于或大于第一dc輸入電壓檢測(cè)值vg.1的時(shí)段w1期間跟隨逆變器輸出電壓目標(biāo)值vinv*的絕對(duì)值，且在另一時(shí)段期間跟隨第一dc輸入電壓檢測(cè)值vg.1。因此，第一升壓電路載波的幅值a1也根據(jù)升壓電路電壓目標(biāo)值vo*變化。

在本實(shí)施例中，第一dc輸入電壓檢測(cè)值vg.1是250伏特，且商用電力系統(tǒng)3的電壓幅值是288伏特。

第一升壓電路電壓參考值vbc1#的波形(以下可稱為第一升壓電路參考波vbc1#)對(duì)應(yīng)于通過控制處理單元30，基于升壓電路電流目標(biāo)值iin.1*計(jì)算的值，且在其中逆變器輸出電壓目標(biāo)值vinv*的絕對(duì)值大于第一dc輸入電壓檢測(cè)值vg.1的時(shí)段w1期間具有正值。在時(shí)段w1期間，第一升壓電路參考波vbc1#具有接近于由升壓電路電壓目標(biāo)值vo*產(chǎn)生的波形的形狀的波形，且與第一升壓電路載波交叉。

第一升壓電路控制單元32比較第一升壓電路載波和第一升壓電路參考波vbc1#，且產(chǎn)生用于驅(qū)動(dòng)開關(guān)元件qb1的驅(qū)動(dòng)波形，以便在其中第一升壓電路參考波vbc1#等于或大于第一升壓電路載波的時(shí)段期間開啟，且在其中第一升壓電路參考波vbc1#等于或小于該載波的時(shí)段期間關(guān)閉。

在圖11中，(b)示出由第一升壓電路控制單元32產(chǎn)生的用于驅(qū)動(dòng)開關(guān)元件qb1的驅(qū)動(dòng)波形。在圖11的(b)中，垂直軸表示電壓且水平軸表示時(shí)間。圖11的(b)中的水平軸與圖11的(a)中的水平軸一致。

驅(qū)動(dòng)波形表示開關(guān)元件qb1的開關(guān)操作。當(dāng)將驅(qū)動(dòng)波形賦予開關(guān)元件qb1時(shí)，使開關(guān)元件qb1根據(jù)驅(qū)動(dòng)波形執(zhí)行開關(guān)操作。當(dāng)電壓為0伏特時(shí)，驅(qū)動(dòng)波形形成控制命令以關(guān)閉開關(guān)元件，且當(dāng)電壓為正電壓時(shí)開啟開關(guān)元件。

第一升壓電路控制單元32產(chǎn)生驅(qū)動(dòng)波形以便在其中逆變器輸出電壓目標(biāo)值vinv*的電壓值的絕對(duì)值等于或大于第一dc輸入電壓檢測(cè)值vg.1的范圍w1期間執(zhí)行開關(guān)操作。因此，在其中該絕對(duì)值等于或小于第一dc輸入電壓檢測(cè)值vg.1的范圍內(nèi)，控制開關(guān)元件qb1以停止開關(guān)操作。

通過作為三角波的第一升壓電路載波的截距確定各個(gè)脈沖寬度。因此，脈沖寬度在電壓較高的部分處較大。

如上所述，第一升壓電路控制單元32借助第一升壓電路參考波vbc1#調(diào)制第一升壓電路載波，以產(chǎn)生代表用于開關(guān)的脈沖寬度的驅(qū)動(dòng)波形。第一升壓電路控制單元32基于所產(chǎn)生的驅(qū)動(dòng)波形對(duì)第一升壓電路10的開關(guān)元件qb1執(zhí)行pwm控制。

在其中提供在二極管16的正向上傳導(dǎo)電流的開關(guān)元件qbu與二極管16并聯(lián)的情況下，與用于開關(guān)元件qb的驅(qū)動(dòng)波形反轉(zhuǎn)的驅(qū)動(dòng)波形用于開關(guān)元件qbu。

為了防止開關(guān)元件qb和開關(guān)元件qbu同時(shí)傳導(dǎo)電流，在用于開關(guān)元件qbu的驅(qū)動(dòng)脈沖從關(guān)閉移動(dòng)至啟動(dòng)的部分處提供約1微秒的死區(qū)時(shí)間。

在圖12中，(a)是示出逆變器電路載波和逆變器電壓參考值vinv#的波形之間的比較的曲線圖。在圖12的(a)中，垂直軸表示電壓且水平軸表示時(shí)間。而且在圖12的(a)中，為了有助于理解，逆變器電路載波的波長(zhǎng)與實(shí)際波長(zhǎng)相比被延長(zhǎng)。

由逆變器電路控制單元33產(chǎn)生的逆變器電路載波是在0伏特具有幅值中心，且其一側(cè)幅值設(shè)定在升壓電路電壓目標(biāo)值vo*(用于電容器23的電壓目標(biāo)值)處的三角波。因此，逆變器電路載波具有其中其幅值a2是第一dc輸入電壓檢測(cè)值vg.1的兩倍大(500伏特)的時(shí)段以及其中幅值a2是商用電力系統(tǒng)3的電壓兩倍大(最大576伏特)的時(shí)段。

其頻率根據(jù)來(lái)自控制處理單元30等的控制命令，由逆變器電路控制單元33設(shè)定，以便實(shí)現(xiàn)預(yù)定占空比。

如上所述，升壓電路電壓目標(biāo)值vo*改變以在其中逆變器輸出電壓目標(biāo)值vinv*的絕對(duì)值大致等于或大于第一dc輸入電壓檢測(cè)值vg.1的時(shí)段w1期間跟隨逆變器輸出電壓目標(biāo)值vinv*的絕對(duì)值，且在另一時(shí)段，即時(shí)段w2期間跟隨第一dc輸入電壓檢測(cè)值vg.1。因此，逆變器電路載波的幅值a2也根據(jù)升壓電路電壓目標(biāo)值vo*改變。

逆變器電壓參考值vinv#的波形(以下可稱為逆變器電路參考波vinv#)對(duì)應(yīng)于通過控制處理單元30，基于逆變器電流目標(biāo)值iinv*計(jì)算的值，且設(shè)定為具有與商用電力系統(tǒng)3的電壓幅值(288伏特)大致相同的幅值。因此，逆變器電路參考波vinv#在其中電壓值處于-vg.1和+vg.1之間的范圍內(nèi)與逆變器電路載波交叉。

逆變器電路控制單元33比較逆變器電路載波和逆變器電路參考波vinv#，且產(chǎn)生用于驅(qū)動(dòng)開關(guān)元件q1至q4的驅(qū)動(dòng)波形，以便在其中逆變器電路參考波vinv#等于或大于逆變器電路載波的時(shí)段期間啟動(dòng)，且在其中逆變器電路參考波vinv#等于或小于載波的時(shí)段期間關(guān)閉。

在圖12中，(b)示出逆變器電路控制單元33產(chǎn)生的用于驅(qū)動(dòng)開關(guān)元件q1的驅(qū)動(dòng)波形。在圖12的(b)中，垂直軸表示電壓且水平軸表示時(shí)間。圖12的(b)中的水平軸與圖12的(a)中的水平軸一致。

逆變器電路控制單元33產(chǎn)生驅(qū)動(dòng)波形以便在其中逆變器電路參考波vinv#的電壓處于-vg.1和+vg.1之間的范圍w2中執(zhí)行開關(guān)操作。因此，在另一范圍中，控制開關(guān)元件q1以停止開關(guān)操作。

在圖12中，(c)示出逆變器電路控制單元33產(chǎn)生的用于驅(qū)動(dòng)開關(guān)元件q3的驅(qū)動(dòng)波形。在圖12的(c)中，垂直軸表示電壓且水平軸表示時(shí)間。

逆變器電路控制單元33比較載波以及由圖12的(a)中的虛線表示的與逆變器電路參考波vinv#反轉(zhuǎn)的波形，以產(chǎn)生用于開關(guān)元件q3的驅(qū)動(dòng)波形。

而且在這種情況下，逆變器電路控制單元33產(chǎn)生驅(qū)動(dòng)波形以便在其中逆變器電路參考波vinv#的電壓(與其反轉(zhuǎn)的波形)處于-vg.1和+vg.1之間的范圍w2中執(zhí)行開關(guān)操作。因此，在另一范圍中，控制q3以停止開關(guān)操作。

逆變器電路控制單元33產(chǎn)生與用于開關(guān)元件q1的驅(qū)動(dòng)波形反轉(zhuǎn)的波形，作為用于開關(guān)元件q2的驅(qū)動(dòng)波形，且產(chǎn)生與用于開關(guān)元件q3的驅(qū)動(dòng)波形反轉(zhuǎn)的波形，作為用于開關(guān)元件q4的驅(qū)動(dòng)波形。

如上所述，逆變器電路控制單元33借助逆變器電路參考波vinv#調(diào)制逆變器電路載波，以產(chǎn)生代表用于開關(guān)的脈沖寬度的驅(qū)動(dòng)波形。逆變器電路控制單元33基于所產(chǎn)生的驅(qū)動(dòng)波形對(duì)逆變器電路11的開關(guān)元件q1至q4執(zhí)行pwm控制。

本實(shí)施例的第一升壓電路控制單元32使第一升壓電路10輸出功率以便dc電抗器15中流動(dòng)的電流與升壓電路電流目標(biāo)值iin.1*一致。因此，使第一升壓電路10在其中逆變器輸出電壓目標(biāo)值vinv*的絕對(duì)值大致等于或大于第一dc輸入電壓檢測(cè)值vg.1的時(shí)段w1(圖11)期間執(zhí)行開關(guān)操作。第一升壓電路10在時(shí)段w1期間輸出具有等于或大于第一dc輸入電壓檢測(cè)值vg.1且接近于逆變器輸出電壓目標(biāo)值vinv*的絕對(duì)值的電壓的功率。另一方面，在其中逆變器輸出電壓目標(biāo)值vinv*的絕對(duì)值大致等于或小于第一dc輸入電壓檢測(cè)值vg.1的時(shí)段期間，升壓電路控制單元32停止第一升壓電路10的開關(guān)操作。因此，在其中絕對(duì)值等于或小于第一dc輸入電壓檢測(cè)值vg.1的時(shí)段期間，第一升壓電路10在沒有對(duì)其電壓進(jìn)行升壓的情況下將第一陣列2輸出的dc電力輸出至逆變器電路11。

本實(shí)施例的逆變器電路控制單元33使逆變器電路11輸出功率以便ac電抗器22中流動(dòng)的電流與逆變器電流目標(biāo)值iinv*一致。因此，使逆變器電路11在其中逆變器輸出電壓目標(biāo)值vinv*大致處于-vg.1和+vg.1之間的范圍w2期間(圖12)執(zhí)行開關(guān)操作。即，使逆變器電路11在其中逆變器輸出電壓目標(biāo)值vinv*的電壓絕對(duì)值等于或小于第一dc輸入電壓檢測(cè)值vg.1的時(shí)段期間執(zhí)行開關(guān)操作。

因此，當(dāng)?shù)谝簧龎弘娐?0的開關(guān)操作停止時(shí)，逆變器電路11執(zhí)行開關(guān)操作以輸出接近于逆變器輸出電壓目標(biāo)值vinv*的ac電壓。

另一方面，在除其中逆變器輸出電壓目標(biāo)值vinv*的電壓大致處于-vg.1和+vg.1之間的時(shí)段w2之外的時(shí)段中，逆變器電路控制單元33停止逆變器電路11的開關(guān)操作。在此時(shí)段期間，將由第一升壓電路10升壓的功率賦予逆變器電路11。因此，開關(guān)操作停止的逆變器電路11在未降低其電壓的情況下輸出第一升壓電路10賦予的功率。

即，本實(shí)施例的逆變器裝置1使第一升壓電路10和逆變器電路11執(zhí)行開關(guān)操作以便在其間交替切換，且將它們相應(yīng)的輸出功率彼此疊加，由此輸出具有接近于逆變器輸出電壓目標(biāo)值vinv*的電壓波形的ac電力。

如上所述，在本實(shí)施例中，執(zhí)行控制以便在輸出對(duì)應(yīng)于將從逆變器裝置1輸出的ac電力的電壓高于第一dc輸入電壓檢測(cè)值vg.1的部分的電壓的情況下操作第一升壓電路10，且在輸出對(duì)應(yīng)于ac電力的電壓低于第一dc輸入電壓檢測(cè)值vg.1的部分的電壓的情況下操作逆變器電路11。因此，因?yàn)槟孀兤麟娐?1不會(huì)降低已經(jīng)由第一升壓電路10升壓的功率，因此可降低電壓的降壓中的電勢(shì)差，借此可降低由于升壓電路的切換造成的損耗且可以以提高的效率輸出ac電力。

而且，對(duì)于第一升壓電路10以及逆變器電路11兩者來(lái)說，因?yàn)榛诳刂茊卧?2設(shè)定的逆變器電流目標(biāo)值iinv*計(jì)算逆變器輸出電壓目標(biāo)值vinv*，因此可抑制輸出以便交替切換的升壓電路的功率和逆變器電路的功率之間的頻移或失真的出現(xiàn)。

控制處理單元30的第一升壓電路控制單元32可控制第一升壓電路10以便在高于略低于第一dc輸入電壓檢測(cè)值vg.1的電壓值的范圍內(nèi)操作，且在等于或小于略低于第一dc輸入電壓檢測(cè)值vg.1的電壓值的范圍內(nèi)停止開關(guān)操作。

在這種情況下，故意提供其中第一升壓電路10輸出的功率以及逆變器電路11輸出的功率彼此疊加的時(shí)段，借此可在第一升壓電路10和逆變器電路11彼此切換的部分平穩(wěn)連接電流波形。

這里，略低于第一dc輸入電壓檢測(cè)值vg.1的電壓值是指設(shè)定以便允許第一升壓電路10輸出的電流波形以及逆變器電路11輸出的電流波形之間平穩(wěn)連接的電壓值，即，設(shè)定為低于第一dc輸入電壓檢測(cè)值vg.1以便第一升壓電路10的輸出以及逆變器電路11的輸出彼此疊加至需要在兩個(gè)電流波形之間進(jìn)行平穩(wěn)連接的程度的電壓值。

圖13是示出用于開關(guān)元件qb1和q1至q4的參考波和驅(qū)動(dòng)波形的示例的示意圖。

圖13從最上側(cè)示出用于逆變器電路的參考波vinv#和載波，用于開關(guān)元件q1的驅(qū)動(dòng)波形，用于第一升壓電路的參考波vbc1#和載波，用于開關(guān)元件qb的驅(qū)動(dòng)波形，以及逆變器裝置1輸出的ac電力的電流波形的目標(biāo)值和測(cè)量值的曲線圖。這些曲線圖的水平軸表示時(shí)間，且彼此一致。

如圖13中所示，發(fā)現(xiàn)控制輸出電流以便其實(shí)際測(cè)量值ia與目標(biāo)值ia*一致。

此外，發(fā)現(xiàn)控制其中第一升壓電路10的開關(guān)元件qb1執(zhí)行開關(guān)操作的時(shí)段以及其中逆變器電路11的開關(guān)元件q1至q4執(zhí)行開關(guān)操作的時(shí)段以便在其間交替切換。

[5對(duì)第二升壓電路的控制]

第二升壓電路控制單元35(圖3)控制第二升壓電路41的開關(guān)元件qb2。

第二升壓電路控制單元35產(chǎn)生第二升壓電路載波，且借助控制處理單元30賦予的第二升壓電路電壓參考值vbc2#調(diào)制這個(gè)載波，以產(chǎn)生用于驅(qū)動(dòng)開關(guān)元件qb2的驅(qū)動(dòng)波形。

第二升壓電路控制單元35和逆變器電路控制單元33基于驅(qū)動(dòng)波形控制各個(gè)開關(guān)元件，由此使逆變器電路11輸出具有接近于逆變器輸出電壓目標(biāo)值vinv*的波形的電壓波形的ac電力。

在圖14中，(a)是示出第二升壓電路載波和第二升壓電路電壓參考值vbc2#的波形之間的比較。在圖14的(a)中，垂直軸表示電壓且水平軸表示時(shí)間。

通過第二升壓電路控制單元35產(chǎn)生的第二升壓電路載波是三角波，且具有設(shè)定為與升壓電路電壓目標(biāo)值vo*的電壓幅值相同的值(幅值a1)的幅值。根據(jù)來(lái)自控制處理單元30等的控制命令，通過第二升壓電路控制單元35設(shè)定第二升壓電路載波的頻率，以便實(shí)現(xiàn)預(yù)定占空比。

在本實(shí)施例中，第二dc輸入電壓檢測(cè)值vg.2是150伏特。

如上所述，升壓電路電壓目標(biāo)值vo*改變以便在其中逆變器輸出電壓目標(biāo)值vinv*的絕對(duì)值大致等于或大于第一dc輸入電壓檢測(cè)值vg.1的時(shí)段期間跟隨逆變器輸出電壓目標(biāo)值vinv*的絕對(duì)值，且在另一時(shí)段期間跟隨第一dc輸入電壓檢測(cè)值vg.1。因此，第二升壓電路載波的幅值也根據(jù)升壓電路電壓目標(biāo)值vo*變化。

第二升壓電路電壓參考值vbc2#的波形(以下可稱為第二升壓電路參考波vbc2#)對(duì)應(yīng)于通過控制處理單元30，基于升壓電路電流目標(biāo)值iin.2*計(jì)算的值，且與第一升壓電路參考波vbc1#不同，在整個(gè)范圍上幾乎具有正值。因此第二升壓電路電壓參考值vbc2#幾乎跨越第二升壓電路載波的整個(gè)范圍。

第二升壓電路控制單元35比較第二升壓電路載波和第二升壓電路電壓參考值vbc2#，且產(chǎn)生用于驅(qū)動(dòng)開關(guān)元件qb2的驅(qū)動(dòng)波形，以便在其中第二升壓電路參考波vbc2#等于或大于第二升壓電路載波的時(shí)段期間開啟，且在其中第二升壓電路參考波vbc2#等于或小于第二升壓電路載波的時(shí)段期間關(guān)閉。

在圖14中，(b)示出由第二升壓電路控制單元35產(chǎn)生的用于驅(qū)動(dòng)開關(guān)元件qb2的驅(qū)動(dòng)波形。在圖14的(b)中，垂直軸表示電壓且水平軸表示時(shí)間。圖14的(b)中的水平軸與圖14的(a)中的水平軸一致。

如上所述，第二升壓電路電壓參考值vbc2#幾乎跨越第二升壓電路載波的整個(gè)范圍。因此，第二升壓電路控制單元35產(chǎn)生驅(qū)動(dòng)波形以便使開關(guān)元件qb2在整個(gè)范圍上執(zhí)行開關(guān)操作。

如上所述，第二升壓電路控制單元35借助第二升壓電路電壓參考值vbc2#調(diào)制第二升壓電路載波，以產(chǎn)生代表用于開關(guān)的脈沖寬度的驅(qū)動(dòng)波形。第二升壓電路控制單元35基于所產(chǎn)生的驅(qū)動(dòng)波形對(duì)第二升壓電路41的開關(guān)元件qb2執(zhí)行pwm控制。

在基于上述驅(qū)動(dòng)波形進(jìn)行控制時(shí)，第二升壓電路41輸出接近于第二升壓電路電流目標(biāo)值iin.2*的電流波形。因此，第二升壓電路41輸出的功率的最小電壓值基本上與第一dc輸入電壓檢測(cè)值vg.1一致(參見圖9中的(b))，借此，可防止從第二升壓電路41輸出的電力的電壓值變得遠(yuǎn)低于從第一升壓電路10輸出的電力的電壓值。因此，可防止其中未獲得通過第二升壓電路41從第二陣列40提供功率的時(shí)段的出現(xiàn)，借此可抑制供電效率的降低。

從第二升壓電路41賦予逆變器電路11的電力的電壓基本上與從第一升壓電路10賦予逆變器電路11的功率(通過第一升壓電路10升壓的功率以及第一陣列2輸出的dc電力)的電壓一致。因此，從第二升壓電路41賦予逆變器電路11的功率與從第一升壓電路10賦予逆變器電路11的功率疊加，且隨后將最終功率賦予逆變器電路11。

基于從兩個(gè)升壓電路10和41賦予的功率，逆變器電路11輸出具有接近于上述逆變器輸出電壓目標(biāo)值vinv*的電壓波形的ac電力。

[6輸出的ac電力的電流相位]

輸出具有接近于逆變器輸出電壓目標(biāo)值vinv*的電壓波形的ac電力的本實(shí)施例的升壓電路10和41以及逆變器電路11兩者在后續(xù)級(jí)通過控制單元12的控制連接至濾波器電路21。逆變器裝置1將ac電力通過濾波器電路21輸出至商用電力系統(tǒng)3。

這里，通過控制處理單元30產(chǎn)生逆變器輸出電壓目標(biāo)值vinv*以便具有如上所述領(lǐng)先商用電力系統(tǒng)3的電壓相位幾度的電壓相位。

因此，由升壓電路10和41以及逆變器電路11兩者輸出的ac電壓也具有領(lǐng)先商用電力系統(tǒng)3的電壓相位幾度的電壓相位。

因此，將來(lái)自升壓電路10和41以及逆變器電路11兩者的ac電壓施加至濾波器電路21的ac電抗器22的一端(圖2)，且商用電力系統(tǒng)3的電壓施加至另一端。因此，具有彼此偏移幾度的相位的電壓施加至ac電抗器22的相應(yīng)端。

在圖15中，(a)是示出逆變器電路11輸出的ac電壓，商用電力系統(tǒng)3以及ac電抗器22兩端之間的電壓的電壓波形的曲線圖。在圖15的(a)中，垂直軸表示電壓且水平軸表示時(shí)間。

如圖15的(a)中所示，當(dāng)具有彼此偏移幾度的相位的電壓施加至ac電抗器22的相應(yīng)端時(shí)，ac電抗器22兩端之間的電壓等于施加至ac電抗器22的相應(yīng)端且具有彼此偏移幾度的相位的電壓之間的差。

因此，如圖15的(a)中所示，ac電抗器22的兩端之間的電壓相位領(lǐng)先商用電力系統(tǒng)3的電壓相位90度。

在圖15中，(b)是示出ac電抗器22中流動(dòng)的電流的波形的曲線圖。在圖15的(b)中，垂直軸表示電流且水平軸表示時(shí)間。圖15的(b)中的水平軸與圖15的(a)中的水平軸一致。

ac電抗器22的電流相位落后其電壓相位90度。因此，如圖15的(b)中所示，通過ac電抗器22輸出的ac電力的電流相位與商用電力系統(tǒng)3的電流相位同步。

因此，雖然逆變器電路11輸出的電壓相位領(lǐng)先商用電力系統(tǒng)3的相位幾度，但是逆變器電路11輸出的電流相位與商用電力系統(tǒng)3的電流相位一致。

因此，逆變器裝置1輸出的ac電力的電流波形的相位與商用電力系統(tǒng)3的電壓相位一致。

因此，可輸出與商用電力系統(tǒng)3的電壓同相的ac電力。

[7其他]

本發(fā)明不限于上述實(shí)施例。在上述實(shí)施例中，已經(jīng)示出其中兩個(gè)太陽(yáng)能電池陣列，即第一陣列2和第二陣列40并聯(lián)連接至逆變器電路11的示例。但是，例如，可連接更多的太陽(yáng)能電池陣列，且可連接更多的連接了太陽(yáng)能電池陣列的升壓電路。在這種情況下，在連接的更多的太陽(yáng)能電池陣列中，輸出具有最高電壓值的功率的太陽(yáng)能電池陣列可用作上述實(shí)施例的第一陣列2，且其他陣列可用作上述實(shí)施例的第二陣列40。

而且在這種情況下，處于具有最高電壓值的太陽(yáng)能電池陣列的最優(yōu)操作點(diǎn)的電壓值用作第一輸入電壓設(shè)定值vset1，且控制其他太陽(yáng)能電池陣列以便其他太陽(yáng)能電池陣列輸出的功率的最小電壓值基本上與第一輸入電壓設(shè)定值vset1一致。

而且在這種情況下，可避免其中未獲得來(lái)自多個(gè)太陽(yáng)能電池陣列的功率提供的時(shí)段的出現(xiàn)，借此可抑制逆變器1的效率的降低。

在上述實(shí)施例中，用于逆變器電路，第一升壓電路以及第二升壓電路的載波的幅值設(shè)定為升壓電路電壓目標(biāo)值vo*。但是，可提供用于檢測(cè)電容器19的兩端之間電壓的電壓傳感器，從而獲得升壓電路電壓檢測(cè)值vo，且可利用升壓電路電壓檢測(cè)值vo執(zhí)行控制。

在這種情況下，升壓電路電壓檢測(cè)值vo可用作各個(gè)載波的幅值。因此，即使dc電源的系統(tǒng)電壓或輸出電壓改變時(shí)，也可以輸出具有減少的失真的ac電流。

[8補(bǔ)充附注]

已經(jīng)正式可利用實(shí)際的機(jī)器獲得與上述實(shí)施例中各個(gè)仿真相同的結(jié)果。

<<ac-dc轉(zhuǎn)換裝置>>

[總體配置]

以下將說明執(zhí)行ac至dc電力轉(zhuǎn)換的轉(zhuǎn)換裝置1r的實(shí)施例。

圖16是示出包括轉(zhuǎn)換裝置1r的電力存儲(chǔ)系統(tǒng)的示例的框圖。在圖16中，蓄電池81和82連接至轉(zhuǎn)換裝置1r的兩個(gè)系統(tǒng)的輸出端，且商用電力系統(tǒng)3(ac系統(tǒng))連接至轉(zhuǎn)換裝置1r的輸入端。電力存儲(chǔ)系統(tǒng)能將商用電力系統(tǒng)3提供的功率從ac轉(zhuǎn)換成dc并將轉(zhuǎn)換的功率存儲(chǔ)在蓄電池81和82中。

轉(zhuǎn)換裝置1r包括：將從商用電力系統(tǒng)3接收的ac電力轉(zhuǎn)換成dc電力的ac/dc轉(zhuǎn)換器11u；作為對(duì)ac/dc轉(zhuǎn)換器11u的輸出電壓進(jìn)行降壓的dc/dc轉(zhuǎn)換器的第一降壓電路10d以及第二降壓電路41d；以及控制這些電路10d，11u以及41d的操作的控制單元12。如與圖1比較而顯而易見的，能量流動(dòng)的方向是反向的。

圖17是轉(zhuǎn)換裝置1r的電路圖的示例。與圖2不同的是，首先，圖2中的太陽(yáng)能電池陣列2和40以蓄電池81和82替代。此外，雖然其部件相同，但是在轉(zhuǎn)換裝置1r中，圖2中的第一升壓電路10和第二升壓電路41以第一降壓電路10d以及第二降壓電路41d替代，且圖2中的逆變器電路11以也能與ac電抗器22協(xié)同進(jìn)行升壓操作的ac/dc轉(zhuǎn)換器11u替代。

第一降壓電路10d以及第二降壓電路41d具備分別與圖2中的相同的二極管16和43并聯(lián)的開關(guān)元件qa1和qa2。對(duì)于開關(guān)元件qa1和qa2來(lái)說，例如可采用所示的igbt或fet。

轉(zhuǎn)換裝置1r的其他配置基本上與圖2中的逆變器裝置1的配置相同。因此，轉(zhuǎn)換裝置1r具有雙向特性，且在連接光伏面板時(shí)能執(zhí)行與圖2中的逆變器裝置1相同的操作。此外，轉(zhuǎn)換裝置1r也能通過將蓄電池81和82的dc電力轉(zhuǎn)換成ac電力而執(zhí)行自主操作。

在轉(zhuǎn)換裝置1r操作為逆變器裝置的情況下，開關(guān)元件qa1和qa2由控制單元12控制，因此開關(guān)元件qa1和qa2常關(guān)或開關(guān)元件qa1與開關(guān)元件qb1交替啟動(dòng)且開關(guān)元件qa2與開關(guān)元件qb2交替啟動(dòng)。此外，第一降壓電路10d以及第二降壓電路41d分別用作升壓電路，且ac/dc轉(zhuǎn)換器11u用作逆變器電路。

在基于商用ac系統(tǒng)3的ac電力對(duì)蓄電池81和82充電的情況下，控制單元12可通過控制開關(guān)元件q1至q4的操作執(zhí)行同步整流。此外，通過在ac電抗器22的存在下執(zhí)行pwm控制，控制單元12可在執(zhí)行升壓操作的同時(shí)執(zhí)行整流。因此，ac/dc轉(zhuǎn)換器11u將商用ac系統(tǒng)3賦予的ac電力轉(zhuǎn)換成dc電力。

第一降壓電路10d形成降壓斬波電路，且開關(guān)元件qb1和qa1由控制單元12控制。第二降壓電路41d形成降壓斬波電路，且開關(guān)元件qb2和qa2由控制單元12控制。

控制第一降壓電路10d以及第二降壓電路41d的開關(guān)操作以便其中各個(gè)第一降壓電路10d以及第二降壓電路41d執(zhí)行開關(guān)操作的時(shí)段以及其中ac/dc轉(zhuǎn)換器11u執(zhí)行開關(guān)操作的時(shí)段交替切換。因此，在其中各個(gè)第一降壓電路10d以及第二降壓電路41d執(zhí)行開關(guān)操作的時(shí)段期間，相應(yīng)的降壓電路將降壓的電壓輸出至蓄電池81和82，且在其中各個(gè)降壓電路停止開關(guān)操作(開關(guān)元件qb1,qb2關(guān)閉且開關(guān)元件qa1,qa2啟動(dòng))的時(shí)段期間，相應(yīng)降壓電路將ac/dc轉(zhuǎn)換器11u輸出并輸入至第一降壓電路10d和第二降壓電路41d的dc電壓經(jīng)由dc電抗器15和42分別賦予至蓄電池81和82。但是，取決于蓄電池81和82的充電狀態(tài)和電壓，出于電壓調(diào)整的目的，在第一降壓電路10d和第二降壓電路41d中的一個(gè)停止開關(guān)操作的同時(shí)，另一個(gè)執(zhí)行用于降壓操作的開關(guān)操作。

[電壓波形概述]

圖18是概念性地示出轉(zhuǎn)換裝置1r的操作的電壓波形示意圖。

在圖18中，(a)示出用于ac/dc轉(zhuǎn)換器11u的ac輸入電壓目標(biāo)值vinv*的絕對(duì)值的示例。這通常對(duì)應(yīng)于基于商用ac的全波整流波形。雙點(diǎn)劃線表示用于充電的dc電壓vg(其與表達(dá)式(7)中相同)。如圖18的(b)中所示，在其中dc電壓vg高于ac輸入電壓目標(biāo)值vinv*的絕對(duì)值的時(shí)段期間(從t0至t1，從t2至t3，從t4)，ac/dc轉(zhuǎn)換器11u與ac電抗器22協(xié)作執(zhí)行開關(guān)操作且執(zhí)行升壓操作。

同時(shí)，在這些時(shí)段期間(從t0至t1，從t2至t3，從t4)，第一降壓電路10d以及第二降壓電路41d中至少一者停止降壓操作。注意到圖18的(b)中的細(xì)條實(shí)際上是pwm脈沖串，且其占空根據(jù)ac輸入電壓目標(biāo)值vinv*的絕對(duì)值變化。因此，如果這種狀態(tài)下的電壓施加至蓄電池81，82，則出現(xiàn)圖18的(c)中所示的波形。

另一方面，其中dc電壓vg低于ac輸入電壓目標(biāo)值vinv*的絕對(duì)值的時(shí)段期間(從tl至t2，從t3至t4)，ac/dc轉(zhuǎn)換器11u停止開關(guān)，且替代地，第一降壓電路10d以及第二降壓電路41d操作。這里提及的開關(guān)是指例如約20khz下的高頻切換，且不是指在這種用于執(zhí)行同步整流的低頻(兩倍于商用頻率)下的切換。即使開關(guān)元件q1至q4由于ac/dc轉(zhuǎn)換器11u中的切換停止造成的全部關(guān)閉，通過開關(guān)元件q1至q4中包括的二極管整流的電壓被輸入至第一降壓電路10d以及第二降壓電路41d。這里，為了降低傳導(dǎo)損耗，優(yōu)選執(zhí)行同步整流。

在執(zhí)行同步整流的情況下的ac/dc轉(zhuǎn)換器11u中，通過控制單元12的控制，在其中ac電壓va的符號(hào)是正的時(shí)段期間，開關(guān)元件q1和q4啟動(dòng)且開關(guān)元件q2和q3關(guān)閉，且在其中ac電壓va的符號(hào)是負(fù)的時(shí)段期間，反轉(zhuǎn)這些開關(guān)元件的啟動(dòng)和關(guān)閉。反轉(zhuǎn)的頻率是商用頻率的兩倍高，且因此與高頻開關(guān)頻率相比非常低。因此，由于開/關(guān)反轉(zhuǎn)造成的損耗非常小。

同時(shí)，在時(shí)段(從tl至t2，從t3至t4)期間，第一降壓電路10d以及第二降壓電路41d執(zhí)行降壓操作。圖18的(d)中所示的細(xì)條實(shí)際上是pwm脈沖串，且其占空根據(jù)ac輸入電壓目標(biāo)值vinv*的絕對(duì)值改變。由于降壓操作，因此獲得圖18的(e)中所示的所需dc電壓vg。

如上所述，僅在其中基于ac電壓的ac輸入電壓目標(biāo)值vinv*的絕對(duì)值低于dc電壓vg的時(shí)段期間，ac/dc轉(zhuǎn)換器11u操作，且在另一時(shí)段期間，停止ac/dc轉(zhuǎn)換器11u中的切換，借此可降低ac/dc轉(zhuǎn)換器11u中的開關(guān)損耗。

類似地，僅在其中ac輸入電壓目標(biāo)值vinv*的絕對(duì)值高于dc電壓vg的時(shí)段期間，第一降壓電路10d以及第二降壓電路41d操作，且在另一時(shí)段期間，停止第一降壓電路10d以及第二降壓電路41d中至少一者的切換，借此可降低第一降壓電路10d以及第二降壓電路41d中的開關(guān)損耗。

因此，ac/dc轉(zhuǎn)換器11u以及第一降壓電路10d和第二降壓電路41d中至少一者交替執(zhí)行開關(guān)操作。即，對(duì)于ac/dc轉(zhuǎn)換器11u，第一降壓電路10d以及第二降壓電路41d中每一個(gè)來(lái)說，會(huì)出現(xiàn)其中停止切換的時(shí)段。此外，因?yàn)閍c/dc轉(zhuǎn)換器11u在除了ac輸入電壓目標(biāo)值vinv*的絕對(duì)值的峰值及其附近之外的區(qū)域中操作，因此ac/dc轉(zhuǎn)換器11u執(zhí)行切換處的電壓相對(duì)較低。這也有助于降低開關(guān)損耗。因此，可大幅降低轉(zhuǎn)換裝置1r的整體開關(guān)損耗。

[控制的說明]

轉(zhuǎn)換裝置1r的控制可被認(rèn)為是通過反轉(zhuǎn)通過圖2中的逆變器裝置1互連的系統(tǒng)中的控制方向而獲得的類似控制。利用可執(zhí)行與逆變器裝置1中相同的系統(tǒng)互連的轉(zhuǎn)換裝置1r，這種控制也適于在逆向操作下提高轉(zhuǎn)換裝置1r的效率。

逆變器裝置1中的各種值，以及與其對(duì)應(yīng)的轉(zhuǎn)換裝置1r中的各種值如下。注意到，如果蓄電池81和第一降壓電路10d設(shè)定為第一dc系統(tǒng)且蓄電池82以及第二降壓電路41d設(shè)定為第二dc系統(tǒng)，則第一dc系統(tǒng)對(duì)應(yīng)于i＝1的情況，且第二dc系統(tǒng)對(duì)應(yīng)于i＝2的情況。

ia.i*:用于來(lái)自商用電力系統(tǒng)3的輸入電流的目標(biāo)值

iin.i:降壓電路電流檢測(cè)值

iin.i*:降壓電路電流目標(biāo)值

iinv*:用于輸入至ac/dc轉(zhuǎn)換器11u的ac輸入電流的目標(biāo)值

ig.i*:用于輸入至蓄電池81，82的dc輸入電流的目標(biāo)值

ic:流過電容器19的電流

ica：流過電容器23的電流

va：系統(tǒng)電壓檢測(cè)值

vg.i:蓄電池電壓值

vinv*:用于輸入至ac/dc轉(zhuǎn)換器11u的ac輸入電壓的目標(biāo)值

vo*:用于輸入至第一，第二降壓電路10d，41d的輸入電壓的目標(biāo)值

pin.i:至蓄電池81，82的輸入功率

ploss:轉(zhuǎn)換裝置1r中的功耗

ηi：轉(zhuǎn)換效率

因此，能適用對(duì)應(yīng)于用于圖2中的逆變器裝置1的上述表達(dá)式(1)至(8)的下述關(guān)系。

對(duì)應(yīng)于表達(dá)式(1)的輸入至蓄電池81，82的輸入功率的平均值<pin.i>表達(dá)如下。

<pin.i>＝<iin.i×vg.i>...(r1)

對(duì)應(yīng)于表達(dá)式(2)，用于從商用電力系統(tǒng)3至各個(gè)蓄電池的輸入電流的目標(biāo)值的有效值<ia.i*>表達(dá)如下。

<ia.i*>＝<ig.i*×vg.i>/(<va>×ηi)...(r2)

對(duì)應(yīng)于表達(dá)式(3)的輸入電流目標(biāo)值ia*表達(dá)如下。

ia.i*＝(√2)×<ia.i*>×sinωt...(r3)

對(duì)應(yīng)于表達(dá)式(4)的ac輸入電流目標(biāo)值iinv*表達(dá)如下。

iinv*＝σia.i*-scava...(r4)

利用相對(duì)于時(shí)間t的導(dǎo)數(shù)，上述表達(dá)式(r4)表達(dá)如下。

iinv*＝σia.i*-ca×(dva/dt)...(r4a)

對(duì)應(yīng)于表達(dá)式(5)的ac輸入電壓目標(biāo)值vinv*表達(dá)如下。

vinv*＝va-zaiinv*...(r5)

利用相對(duì)于時(shí)間t的導(dǎo)數(shù)，上述表達(dá)式(r5)表達(dá)如下。

vinv*＝va–za×(diinv*/dt)...(r5a)

如上所述，在ac/dc轉(zhuǎn)換器11u和濾波器電路21之間的電路連接點(diǎn)p處設(shè)置作為ac側(cè)目標(biāo)值的用于ac/dc轉(zhuǎn)換器11u的輸入目標(biāo)值(iinv*,vinv*)，如圖17中所示。因此，對(duì)于執(zhí)行系統(tǒng)互連的情況來(lái)說，設(shè)定目標(biāo)值的點(diǎn)移動(dòng)至商用電力系統(tǒng)3和轉(zhuǎn)換裝置1r之間的電路連接點(diǎn)之前的級(jí)(ac/dc轉(zhuǎn)換器11u一側(cè))。這樣，可以說，執(zhí)行ac和dc之間適當(dāng)?shù)幕ミB，“反向”系統(tǒng)互連。

對(duì)于用于對(duì)應(yīng)于表達(dá)式(6)的第一降壓電路10d以及第二降壓電路41d的輸入電壓目標(biāo)值vo*來(lái)說，vgf，即表達(dá)式(6)中的(vg-ziin.i*)由vgr，即(vg+ziin.i*)取代，以獲得如下表達(dá)式。

vo*＝max(vg+ziin.i*,vinv*的絕對(duì)值)...(r6)

如表達(dá)式(7)中一樣，蓄電池81和82的電壓值中較大的一個(gè)可用作蓄電池電壓值vg。

vg＝max(vg.i)...(r7)

降壓電路電流目標(biāo)值iin.i*表達(dá)如下。

iin.i*＝[ia.i*×vinv*-ki{(scava)vinv*+(scovo*)×vo*}]/(vg.i+ziin.i)...(r8)

利用相對(duì)于時(shí)間t的導(dǎo)數(shù)，上述表達(dá)式(r8)表達(dá)如下。

iin.i*＝[ia.i*×vinv*-ki{(ca×dva/dt)×vinv*+(co×dvo*/dt)×vo*}]/(vg.i+ziin.i)...(r8a)

如果檢測(cè)到流過電容器19的電流且檢測(cè)電流由ico表示，則獲得下述表達(dá)式。

iin.i*＝[ia.i*×vinv*-ki{(ca×dva/dt)vinv*+ico×vo*}]/(vg.i+ziin.i)...(r8b)

在表達(dá)式(r8),(r8a)和(r8b)中，第三項(xiàng)是考慮到通過電容器19的無(wú)功功率而加入的值。即，除了用于ac/dc轉(zhuǎn)換器11u的功率目標(biāo)值之外考慮無(wú)功功率使得能更精確地計(jì)算iin*的值。

而且，如果預(yù)先測(cè)量逆變器裝置1的功耗ploss.i，則上述表達(dá)式(r8a)可表達(dá)如下。

iin.i*＝[ia.i*×vinv*-ki{(ca×dva/dt)vinv*+(c×dvo*/dt)×vo*}-ploss.i]/(vg.i+ziin.i)...(r8c)

類似地，上述表達(dá)式(r8b)可表達(dá)如下。

iin.i*＝[ia.i*×vinv*-ki{(ca×dva/dt)vinv*+ico×vo*}-ploss.i]/(vg.i+ziin.i)...(r8d)

在這種情況下，除了逆變器電路11的功率目標(biāo)值之外考慮無(wú)功功率以及功耗ploss能更精確的計(jì)算iin.i*的值。

如上所述，控制單元12執(zhí)行控制以便第一降壓電路10d以及第二降壓電路41d在對(duì)應(yīng)于其中用于ac/dc轉(zhuǎn)換器11u的ac輸入電壓目標(biāo)值vinv*的絕對(duì)值的部分的輸出電壓高于dc電壓(vg+ziin.i*)的情況下操作，且ac/dc轉(zhuǎn)換器11u在對(duì)應(yīng)于其中用于ac/dc轉(zhuǎn)換器11u的ac輸入電壓目標(biāo)值vinv*的絕對(duì)值的部分的輸出電壓低于dc電壓(vg+ziin.i*)的情況下操作。因此，可降低借助ac/dc轉(zhuǎn)換器11u的升壓操作的電勢(shì)差，且可降低由于ac/dc轉(zhuǎn)換器11u，第一降壓電路10d以及第二降壓電路41d的切換造成的損耗，借此可以以提高的效率輸出dc電力。

而且，因?yàn)榈谝唤祲弘娐?0d，第二降壓電路41d以及ac/dc轉(zhuǎn)換器11u都基于由控制單元12設(shè)定的目標(biāo)值而操作，因此即使執(zhí)行操作以便在ac/dc轉(zhuǎn)換器11u和各個(gè)第一降壓電路10d和第二降壓電路41d之間交替切換高頻開關(guān)周期，也能抑制輸入至ac/dc轉(zhuǎn)換器11u的ac電流中的相位偏移或失真的出現(xiàn)。

此外，如上所述，轉(zhuǎn)換裝置1r可執(zhí)行與圖2中的逆變器裝置1相同的系統(tǒng)互連操作。因此，能實(shí)現(xiàn)可用于執(zhí)行系統(tǒng)互連的dc/ac轉(zhuǎn)換以及ac/dc轉(zhuǎn)換的兩個(gè)方向中的有效的轉(zhuǎn)換裝置。

<<復(fù)合轉(zhuǎn)換裝置-第一示例>>

以下將說明執(zhí)行復(fù)合功率轉(zhuǎn)換的轉(zhuǎn)換裝置1r的示例。

圖19是示出包括這種轉(zhuǎn)換裝置1r的電力存儲(chǔ)系統(tǒng)的示例的框圖。圖19與圖16的不同之處在于dc電源的一個(gè)系統(tǒng)由太陽(yáng)能電池陣列2替換且提供作為升壓電路的dc/dc轉(zhuǎn)換器10。

在這種情況下，蓄電池82從商用電力系統(tǒng)3經(jīng)由ac/dc轉(zhuǎn)換器11u以及dc/dc轉(zhuǎn)換器41d充電。太陽(yáng)能電池陣列2的輸出的電壓通過dc/dc轉(zhuǎn)換器10升壓且輸出最終的功率作為dc電力。這種功率用于經(jīng)由dc/dc轉(zhuǎn)換器41d為蓄電池82充電。

如果太陽(yáng)能電池陣列2定義為第一系統(tǒng)(i＝1)且蓄電池82定義為第二系統(tǒng)(i＝2)，則通過在表達(dá)式(r1)至(r8d)中的i＝1的情況下將ig.1*的符號(hào)設(shè)定為負(fù)且利用表達(dá)式(r2)替代表達(dá)式(2)而實(shí)現(xiàn)ac/dc轉(zhuǎn)換器11u以及降壓電路(dc/dc轉(zhuǎn)換器)41d的控制。在這種情況下，通過表達(dá)式(2)和表達(dá)式(r3)獲得的ia.1具有相對(duì)于va相移180度的相位的ac波形，且通過表達(dá)式(2)和表達(dá)式(r3)獲得的ia.2具有與va相同相位的ac波形。隨后，根據(jù)表達(dá)式(r4)至(r8d)計(jì)算控制目標(biāo)值。在來(lái)自第一系統(tǒng)的輸出功率和輸入至第二系統(tǒng)的輸入功率彼此一致的情況下，在通過表達(dá)式(r4)獲得的至商用電力系統(tǒng)3的輸出電流中，有功功率是零且僅存在無(wú)功功率，但是從表達(dá)式(r5)進(jìn)行的后續(xù)計(jì)算是沒有問題的。

通過這種控制，太陽(yáng)能電池陣列2的輸出可用于為蓄電池82充電。

<<復(fù)合轉(zhuǎn)換裝置-第二示例>>

以下將說明執(zhí)行復(fù)合功率轉(zhuǎn)換的轉(zhuǎn)換裝置1r的另一示例。

圖20是示出包括這種轉(zhuǎn)換裝置1r的電力存儲(chǔ)系統(tǒng)的示例的框圖。圖20與圖16的不同之處在于dc電源的一個(gè)系統(tǒng)由太陽(yáng)能電池陣列2替換且提供作為升壓電路的dc/dc轉(zhuǎn)換器10(這與圖19中相同)，且提供操作為逆變器的ac/dc轉(zhuǎn)換器11。

在這種情況下，通過dc/dc轉(zhuǎn)換器10升壓太陽(yáng)能電池陣列2的輸出的電壓且最終的功率輸出作為dc電力。這種功率用于經(jīng)由dc/dc轉(zhuǎn)換器41d對(duì)蓄電池82充電。在功率用于為蓄電池82充電之后的剩余功率經(jīng)由ac/dc轉(zhuǎn)換器11通過系統(tǒng)互連被銷售。

如果太陽(yáng)能電池陣列2定義為第一系統(tǒng)(i＝1)且蓄電池82定義為第二系統(tǒng)(i＝2)，則通過在表達(dá)式(1)至(8d)中的i＝2的情況下將ig.2*的符號(hào)設(shè)定為負(fù)且利用表達(dá)式(r2)替代表達(dá)式(2)而實(shí)現(xiàn)ac/dc轉(zhuǎn)換器11以及升壓電路(dc/dc轉(zhuǎn)換器)10的控制。在這種情況下，通過表達(dá)式(r2)和表達(dá)式(3)獲得的ia.2具有相對(duì)于va相移180度的相位的ac波形，且通過表達(dá)式(r2)和表達(dá)式(3)獲得的ia.1具有與va相同相位的ac波形。隨后，根據(jù)表達(dá)式(4)至(8d)計(jì)算控制目標(biāo)值。在來(lái)自第一系統(tǒng)的輸出功率和輸入至第二系統(tǒng)的輸入功率彼此一致的情況下，在通過表達(dá)式(4)獲得的至商用電力系統(tǒng)3的輸出電流中，有功功率是零且僅存在無(wú)功功率，但是從表達(dá)式(5)進(jìn)行的后續(xù)計(jì)算是沒有問題的。

通過這種控制，通過光伏發(fā)電對(duì)蓄電池82進(jìn)行充電，同時(shí)可通過系統(tǒng)互連銷售剩余功率。

<<附錄>>

希望在圖2和圖17的電路配置中，sic元件用于dc/dc轉(zhuǎn)換器10,l0d,41,41d中包括的至少一種半導(dǎo)體開關(guān)元件，以及dc/ac逆變器11(或ac/dc轉(zhuǎn)換器11u)中包括的至少一種半導(dǎo)體開關(guān)元件。

在上述轉(zhuǎn)換裝置1中，可通過減少高頻切換的次數(shù)減少半導(dǎo)體元件中的開關(guān)損耗以及dc電抗器15和42以及ac電抗器22中的鐵損耗，但是不能減少半導(dǎo)體元件中的傳導(dǎo)損耗。在這點(diǎn)上，利用sic元件作為半導(dǎo)體元件能降低傳導(dǎo)損耗。因此，如果用于轉(zhuǎn)換裝置1的sic元件如上所述進(jìn)行控制，則可通過其間的協(xié)同效應(yīng)實(shí)現(xiàn)高轉(zhuǎn)換效率。

注意到本文中公開的實(shí)施例在所有方面都是說明性的且不應(yīng)被認(rèn)為是限制性的。本發(fā)明的范圍由權(quán)利要求的范圍而非上述含義而定義，且旨在涵蓋等效于權(quán)利要求范圍以及該范圍內(nèi)所有變型的含義。

參考符號(hào)列表

1逆變器裝置(轉(zhuǎn)換裝置)

1r轉(zhuǎn)換裝置

2第一太陽(yáng)能電池陣列/第一陣列

3商用電力系統(tǒng)

10第一升壓電路(dc/dc轉(zhuǎn)換器)

10d第一降壓電路(dc/dc轉(zhuǎn)換器)

11逆變器電路

11uac/dc轉(zhuǎn)換器

12控制單元

15dc電抗器

16二極管

17第一電壓傳感器

18第一電流傳感器

19電容器

21濾波器電路

22ac電抗器

23電容器

24第三電流傳感器

25第三電壓傳感器

26電容器

30控制處理單元

32第一升壓電路控制單元

33逆變器電路控制單元

34平均處理單元

35第二升壓電路控制單元

40第二太陽(yáng)能電池陣列/第二陣列

41第二升壓電路(dc/dc轉(zhuǎn)換器)

41d第二降壓電路(dc/dc轉(zhuǎn)換器)

42dc電抗器

43二極管

44第二電壓傳感器

45第二電流傳感器

46電容器

51第一計(jì)算部

52第一加法器

53補(bǔ)償器

54第二加法器

61第二計(jì)算部

62第三加法器

63補(bǔ)償器

64第四加法器

72第五加法器

73補(bǔ)償器

74第六加法器

81,82蓄電池

p電路連接點(diǎn)

qb1,qb2,qa1,qa2開關(guān)元件

q1至q4開關(guān)元件