專利名稱：開關(guān)式電源電路的制作方法
開關(guān)式電源電路絲髓本發(fā)明涉及一種一般用于電子設(shè)備中的開關(guān)式電源電路，尤其涉及一種通過使 用變壓器或抗流園而將商用電源電壓轉(zhuǎn)換成所霈的直流電壓的開關(guān)式電源電路，豕忮不近些年，隨著電子設(shè)備尺寸和重暈的減小，小而輕、并能有效輸出功率的開關(guān) 式電源已經(jīng)廣泛被使用。在開關(guān)式電源中，當(dāng)輸入側(cè)和輸出側(cè)之間必須電絕緣時， 變壓器被使用。作為使用變壓器的開關(guān)式電源，公知的是通過其能獲得高功率輸出 電壓的回掃式開關(guān)電源，在回掃式開關(guān)電源中，變壓器初級側(cè)繞組和開關(guān)元件串聯(lián)連接，且通過整流和 濾波商用電源電壓的交流電壓而獲得的直流電壓被提供到其串聯(lián)的電路中，且當(dāng)開 關(guān)元件打開或關(guān)閉時，電流流過變壓器的初級側(cè)繞組。當(dāng)開關(guān)元件打開時，流過變 壓器初級側(cè)繞組的電流在變壓器的磁芯聚集能量，且當(dāng)開關(guān)元件關(guān)閉時，所聚集的 能量從轉(zhuǎn)換器次級側(cè)繞組釋放，以使輸出電流經(jīng)由二極管充電到電容器中，且由此， 產(chǎn)生直流輸出電壓。因此，在回掃式開關(guān)電源中，根據(jù)開關(guān)元件打開與關(guān)閉間的轉(zhuǎn)換而改變操作， 且輸出電壓能通過改變導(dǎo)通周期與截止周期的比率來控制。而且，輸出電壓也可根 據(jù)變壓器的匝數(shù)比或特性而改變。另一方面，當(dāng)輸入側(cè)與輸出側(cè)間不需電絕緣時，使用抗流圈代替變壓器的斬波 型開關(guān)式電源被采用。一般，作為變壓器或抗流圈磁芯的磁性材料，使用具有低損 耗和高效率的鐵氧體。然而，由于鐵氧體易于磁性飽和，因此當(dāng)纏繞在磁芯周圍繞 組的電流超出一定值時，磁芯飽和，且磁特性變得較低。為了避免這個問題，必須 在磁芯中形成一溝槽，但是，這種情況下，出現(xiàn)了磁通量泄漏的問題。作為現(xiàn)有技術(shù)，R本專利申請公開JP-P2004-320917A公開了一種開關(guān)式電源裝 置，該開關(guān)式電源裝置可防止電路元件由于具有簡單結(jié)構(gòu)電路的電源輸出的過電流 而導(dǎo)致的故障，并且有利于降低該裝置的尺寸及成本。該開關(guān)式電源裝覽包括電流 檢測電路，該電流檢測電路用于檢測在主要開關(guān)元件中流動的電流，并將檢測結(jié)果 輸出至控制IC的電流檢測端，控制IC具有一脈沖接著脈沖的過電流保護電路，該 過電流保護電路用于當(dāng)流過主要開關(guān)元件的電流超出預(yù)定的閾值時，關(guān)閉該主要開 關(guān)元件。而且，該開關(guān)式電源裝置包括用于檢測電源輸出電壓的電源輸出檢測電路，和 用于設(shè)置主要開關(guān)元件的開關(guān)頻率的開關(guān)頻率設(shè)置電路。當(dāng)電源的輸出電壓低于預(yù) 設(shè)值時，在開關(guān)頻率設(shè)置電路中流動的一部分電流被分流到電流檢測電路中，并與其中的電流疊加，控制1C在電流檢測端處檢測疊加的電流，并操作，以抑制在主要開關(guān)元件中流動的電流。同時，該開關(guān)式電源裝置降低了由開關(guān)頻率設(shè)置電路提供 的開關(guān)頻率，以進(jìn)行電源輸出的過電流保護操作，JP-P2004-320917A公開了內(nèi)容能夠?qū)崿F(xiàn)降低部件的尺寸，如整流元件和變壓 器部件，但是其沒有公開內(nèi)容除了鐵氧體的磁性材料可被用作變壓器的磁芯，而且，R本專利公開UP-P2001-75659A)公開了內(nèi)容在控制電 源輸出的電源控制方法中，根據(jù)溫度，可變化地設(shè)置最大額定輸出，該最大額定輸 出允許在預(yù)定時間內(nèi)超出額定輸出的過負(fù)載條件。而且，日本專利申請公開JP-P2003-284330A公開了一種控制裝置，該控制裝置 參考實際使用情況下的開關(guān)元件尺寸，來控制直流轉(zhuǎn)換器。該控制裝置包括用于檢 測輸入到直流轉(zhuǎn)換器的輸入電壓的檢測構(gòu)件，用于根據(jù)所檢測的輸入電壓的電壓電 平來確定表示直流轉(zhuǎn)換器工作電流最大值的最大額定電流的確定構(gòu)件，以便當(dāng)輸入 電壓變得較低時而抑制電流，和用于當(dāng)直流轉(zhuǎn)換器的輸出電流超出最大額定電流時 來抑制輸出電流的抑制構(gòu)件。然而，JP-P3642398或JP-P2003-284330A沒有公開內(nèi)容使用除了鐵氧體的磁 性材料作為變壓器的磁芯。發(fā)明內(nèi)容因此，考慮到上述觀點，本發(fā)明的目的在于提供一種開關(guān)式電源電路，通過使 用比鐵氧體更難飽和的磁性材料作為變壓器或抗流圈的磁芯，并適當(dāng)?shù)乇Ｗo開關(guān)元 件，其對作為打印機的動力負(fù)載，改善了電源性能，其中功耗瞬時增加。為了實現(xiàn)上述目的，本發(fā)明第一方面的開關(guān)式電源電路包括一變壓器，其具 有一包括非晶金屬磁性材料的磁芯、纏繞在磁芯周圍的一初級側(cè)繞組和一次級側(cè)繞 組； 一開關(guān)元件，其與變壓器的初級側(cè)繞組串聯(lián)連接，用于根據(jù)推進(jìn)驅(qū)動信號而使 電流流過變壓器的初級側(cè)繞組； 一初級側(cè)電流檢測電路，用于檢測流過變壓器初級 側(cè)繞組的電流多個電路元件，用于整流和濾波變壓器次級側(cè)繞組中產(chǎn)生的電壓， 以產(chǎn)生一輸出電壓和一控制電路，用于基于至少初級側(cè)電流檢測電路的檢測結(jié)果 而產(chǎn)生驅(qū)動信號，并限制變壓器初級側(cè)繞組中流動電流的周期。而且，本發(fā)明第二方面的開關(guān)式電源電路包括 一抗流圈，其具有一包括非晶 金屬磁性材料的磁芯和一纏繞在磁芯周圍的繞組一開關(guān)元件，其與抗流圈的一端 連接，用于根據(jù)推進(jìn)驅(qū)動信號而使電流流過抗流圈；一開關(guān)電流檢測電路，用于檢 測開關(guān)元件的電流；多個電路元件，用于對抗流圈與開關(guān)元件間的連接點處產(chǎn)生的 電壓進(jìn)行整流和濾波，以產(chǎn)生一輸出電壓；和一控制電路，用于基于至少開關(guān)電流 檢測電路的檢測結(jié)果而產(chǎn)生驅(qū)動信號，并限制在抗流圈繞組中流動電流的周期。根據(jù)本發(fā)明，在開關(guān)式電源電路中，通過使用具有包括非晶金屬磁性材料的磁 芯的變壓器或抗流圉，飽和特性得到了改養(yǎng)，且進(jìn)行適當(dāng)?shù)目刂撇僮鳎员Ｗo開關(guān) 元件，由此，對于作為打印機的動力負(fù)載，電源性能得到了提高，其中功耗瞬時增 加，國翻

圖1是本發(fā)明第一實施例的開關(guān)式電源電路的結(jié)構(gòu)示意圖 圖2是本發(fā)明第一實施例中的控制電路等的具體結(jié)構(gòu)示意圖 圖3是圖1所示的次級側(cè)電壓產(chǎn)生電路和圖2所示的檢測電壓產(chǎn)生電路的結(jié)構(gòu) 實例的電路圖；圖4是用于說明圖2所示的控制電路過負(fù)載條件下的操作的波形圖圖5是用于說明圖2所示的控制電路在正常條件下的操作的波形圖圖6是本發(fā)明第二實施例中的控制電路等的具體結(jié)構(gòu)示意圖圖7是用于說明本發(fā)明第二實施例開關(guān)式電源電路操作的漏極電流的波形圖圖8是本發(fā)明第三實施例的開關(guān)式電源電路的結(jié)構(gòu)示意圖；圖9是圖8所示的控制電路等的具體結(jié)構(gòu)示意圖圖10是圖9所示的DSP的控制操作流程圖圖11是圖8所示的開關(guān)式電源電路的輸出電流與輸出電壓的特性圖(次級側(cè)電 流與次級側(cè)電壓的特性)；圖12是圖8所示的開關(guān)式電源電路中工作波形的波形圖 圖13是本發(fā)明第四實施例的開關(guān)式電源電路的結(jié)構(gòu)示意圖； 圖14是圖13所示的控制電路等的具體結(jié)構(gòu)示意圖； 圖15是圖14所示的DSP的控制操作流程圖圖16是圖13所示的開關(guān)式電源電路的輸出電流與輸出電壓的特性圖(次級側(cè) 電流與次級側(cè)電壓的特性)圖n是本發(fā)明第五實施例的開關(guān)式電源電路的結(jié)構(gòu)示意圖；圖18是圖17所示的控制電路等的具體結(jié)構(gòu)示意圖；圖19是本發(fā)明第六實施例的開關(guān)式電源電路的結(jié)構(gòu)示意圖；圖20是圖19所示的控制電路等的具體結(jié)構(gòu)示意圖；圖21是圖20所示的DSP的控制操作流程圖圖22是圖19所示的開關(guān)式電源電路的輸出電流與輸出電壓的特性圖。
具體實施方式
下面，將參考附圖來詳細(xì)說明本發(fā)明的實施例。相同的參考數(shù)字指定為相同的 元部件，且省略其描述。圖1是本發(fā)明第一實施例的開關(guān)式電源電路的結(jié)構(gòu)示意圖。該開關(guān)式電源電路 具有一連接到用于交流電源電壓的輸入端1和2的整流濾波電路10， 一用于提升或 降低初級側(cè)交流電壓，并將其輸出到次級側(cè)的變壓器20,—串聯(lián)連接到變壓器初級
側(cè)繞組21的開關(guān)元件30,其根據(jù)推進(jìn)驅(qū)動信號而用于使電流流過變壓器的初級側(cè)繞 組21,和一用于檢測流過變壓器初級側(cè)繞組21的電流的初級側(cè)電流檢測電路40，而且，該開關(guān)式電源電路具有一用于半波整流變壓器次級側(cè)繞組22中產(chǎn)生的電 壓的二極管51， 一用于濾波所整流的電壓的電容器52,—用于檢測電容器52兩端 處所濾波的電壓的次級側(cè)電壓檢測電路幼，和一控制電路70,該控制電路70用于 基于初級側(cè)電流檢測電路40的檢測結(jié)果和次級側(cè)電壓檢測電路60的檢測結(jié)果而產(chǎn) 生驅(qū)動信號，并限制在變壓器初級側(cè)繞組21中流動電流的周期。在從次級側(cè)電壓檢 測電路60到控制電路70的一部分反饋信號路徑中，光信號傳輸元件被使用，如光 電耦合器。例如，整流濾波電路10包括一二極管電橋和一電容器，并通過二極管電橋，全 波整流輸入端1與輸入端2間施加的交流電壓，并通過電容器對該電壓濾波，變壓器20具有一磁性材料的磁芯24,纏繞在磁芯24周圍的初級側(cè)繞組21、次 級側(cè)繞組22和輔助繞組23。假設(shè)初級側(cè)繞組21的匹數(shù)是Nl,次級側(cè)繞組22的匹 數(shù)是N2，且沒有損耗，那么初級側(cè)與次級側(cè)間的升壓比率是N2/N1。而且，輔助繞 組23用于將電源電壓提供給控制電路70。在變壓器20中，點標(biāo)記表示繞組的極性?！悖陂_關(guān)式電源中，作為變壓器的初級側(cè)向次級側(cè)的功率傳輸系統(tǒng)，存在 兩種系統(tǒng)，如當(dāng)開關(guān)打開時，從初級側(cè)向次級側(cè)傳輸功率的向前系統(tǒng)，和當(dāng)開關(guān)關(guān) 閉時，從初級側(cè)向次級側(cè)傳輸功率的回掃系統(tǒng)。在該實施例中，在次級側(cè)拉出很多 高壓輸出的回掃系統(tǒng)被采用。在圖1所示的回掃式開關(guān)電源中，變壓器的初級側(cè)繞組21和次級側(cè)繞組22具 有相互相反的極性。當(dāng)開關(guān)元件打開時，變壓器20的初級側(cè)電流增加，但是次級惻 沒有電流流動，這是由于變壓器20的次級側(cè)通過二極管反向偏置了。當(dāng)開關(guān)元件打 開時，變壓器20在磁芯24中聚集能量。然后，當(dāng)開關(guān)元件關(guān)閉時，磁場傾向于保持電流，且由此，變壓器20的電壓極 性被反向，且電流在變壓器20的次級側(cè)流動。變壓器20的次級側(cè)電流經(jīng)由串聯(lián)連 接到變壓器次級側(cè)繞組22的二極管51而充電到電容器52中，以在輸出端3與輸出 端4間產(chǎn)生直流輸出電壓。在本發(fā)明中，具有高飽和磁通密度的非晶金屬磁性材料被用作變壓器的磁芯24a作為具體材料，例如，含有鐵(Fe)和鈷(Co)的非晶合金Fe-Co (60—80wt%) 被使用。作為磁芯的類型，通過燒結(jié)粉末材料模制的塊型和通過疊置帶狀磁芯形成 的疊層型被使用。非晶金屬的磁性材料具有以下優(yōu)點其飽和磁通密度高于鐵氧體的飽和磁通密 度，當(dāng)模制E型磁芯時，模制更容易，其磁特性根據(jù)溫度的變化較少，其滯后損失 和渦流損失較小，且其高頻特性較好。而且，當(dāng)非晶金屬磁性材料被用作變壓器的 磁芯時，磁芯難于磁飽和，且產(chǎn)生熱量小，且由此，在使用鐵氧體的情況下，可提
供功率兩倍或更多倍的功率。由于不霈要在磁芯中形成溝槽，所以從溝槽中泄漏磁 通量不再是問題o注意，當(dāng)使用非晶金屬磁性材料時，每一定匹數(shù)的感應(yīng)系數(shù)(也稱作"AL值")小于使用鐵氧體情況下的。因此，甚至匹數(shù)增加至一定等級，且在繞組中流動的電 流增加了，繞組的感應(yīng)系數(shù)仍是較小的，而且，由于非晶金屬的磁性材料難于飽和， 因此繞組中流動的峰值電流可以被增加，然而，隨著峰值電流變得越來越大，開關(guān) 元件容易壞掉的問題出現(xiàn)了。由于這個原因，在本實施例中，通過改進(jìn)電路來保護 開關(guān)元件，圖2是本發(fā)明第一實施例中的控制電路等的具體結(jié)構(gòu)示意圖。在該實施例中，N溝道MOSFET 31被用作圖1所示的開關(guān)元件30。 MOSFET 31具有一連接到變壓器 初級側(cè)繞組21的漏極， 一連接到整流濾波電路10的源極，和一柵極，柵極驅(qū)動器 79將驅(qū)動信號提供給該柵極。變壓器的初級側(cè)繞組21和MOSFET 31的漏源路徑串聯(lián)連接，且通過整流和濾 波整流濾波電路10中的交流電源電壓而獲得的電壓被提供到該串聯(lián)電路中。 MOSFET 31根據(jù)施加到柵極的推進(jìn)驅(qū)動信號，而使電流流過變壓器的初級側(cè)繞組 21。通常，為了檢測流過變壓器初級側(cè)繞組21的電流，與初級側(cè)繞組21串聯(lián)地插 入一電阻器，并且測量該電阻器兩端間的電壓。這種情況下，功耗的產(chǎn)生是取決于 該電阻器的。因此，在該實施例中，初級側(cè)電流檢測電路40基于MOSFET 31漏極 和源極之間的電壓來檢測初級側(cè)電流。初級側(cè)電流檢測電路40包括一 PNP雙極型晶體管41和一用于向晶體管41的發(fā) 射極提供電流的電流源42。該晶體管41具有一基極，MOSFET 31的漏極將電勢提 供給該基極，并且通過進(jìn)行射極跟隨器操作，從發(fā)射極輸出檢測電壓。圖2中，盡 管晶體管41的基極直接與MOSFET 31的漏極連接，但是基極也可經(jīng)由一電阻器或 晶體管而間接與MOSFET 31的漏極連接。當(dāng)MOSFET 31打開時，MOSFET 31的漏極與源極的開態(tài)電阻根據(jù)柵極與源極 之間的元件特性和電壓來確定取值。由于作為MOSFET 31負(fù)載的變壓器初級側(cè)繞組 21包括一電感部件，因此漏極電流從零逐步增加。MOSFET31的漏極電流與開態(tài)電 阻的乘積便是MOSFET 31的漏極與源極間的電壓。因此，與流過變壓器初級側(cè)繞組 21的電流量成比例的檢測電壓可通過測量MOSFET 31的漏極與源極間的電壓而獲 得?？刂齐娐?0包括一檢測電壓產(chǎn)生電路71、一比較器72、一時鐘信號產(chǎn)生電路 73、 一 AND電路74、一比較器75、 一消隱脈沖產(chǎn)生電路76、 一 AND電路77、一 脈沖寬度設(shè)置電路78和一柵極驅(qū)動器79。通過使用光信號傳輸元件，如光電耦合器，圖l所示的次級側(cè)電壓檢測電路60
的檢測結(jié)果作為光信號被傳送到檢測電壓產(chǎn)生電路71,從而，變壓器20的初級側(cè)與 次級側(cè)間保持絕緣時，次級側(cè)電壓檢測電路60的檢測結(jié)果能被傳送到初級側(cè)的檢測 電壓產(chǎn)生電路71中，檢測電壓產(chǎn)生電路71基于次級側(cè)電壓檢測電路幼的檢測結(jié)果 而產(chǎn)生一檢測電壓。圖3是圖1所示的次級側(cè)電壓產(chǎn)生電路和圖2所示的檢測電壓產(chǎn)生電路的結(jié)構(gòu) 實例的電路圖。在該實例中，次級側(cè)電壓檢測電路60具有一在電容器52兩端間連 接的一電阻器61、 一發(fā)光二極管62和一分路調(diào)節(jié)器63的串聯(lián)連接電路，以及用于 對電容器52兩端間產(chǎn)生的電壓進(jìn)行分壓的電阻器64和65。被電阻器64和65分壓 的電壓施加到分路調(diào)節(jié)器63的控制端。由此，當(dāng)次級側(cè)電壓超出預(yù)定電壓時，電流 流過發(fā)光二極管62,且該發(fā)光二極管62依據(jù)電流量來發(fā)出強度光，以產(chǎn)生光信號。檢測電壓產(chǎn)生電路71具有一用于整流變壓器輔助繞組23中產(chǎn)生的電壓的二極 管81, —用于對二極管81整流的電壓進(jìn)行濾波的電容器82, —具有一集電極的光 電晶體管83，由電容器82濾波的電壓施加到該集電極上，電阻器84—86,—運算 放大器87和一用作限制器的二極管88。發(fā)光二極管62和光電晶體管83通常被構(gòu)成一光電耦合器，光電晶體管83接收 由發(fā)光二極管62產(chǎn)生的光信號，并根據(jù)發(fā)射極的信號強度來輸出電流。從光電晶體 管83的發(fā)射極輸出的電流經(jīng)由電阻器84而輸入到運算放大器87的反相輸入端。而且，電阻器85和86與運算放大器87的反相輸入端連接，由此，構(gòu)成一負(fù)反 饋回路。控制電壓Vc施加于該放大器的同相輸入端，且根據(jù)這些，產(chǎn)生取決于光電 晶體管83輸出電流的檢測電壓。當(dāng)次級側(cè)的負(fù)載輕時，次級側(cè)的電壓升高，檢測電 壓降低。當(dāng)次級側(cè)的負(fù)載重時，次級側(cè)的電壓降低，檢測電壓升高。而且，用作限制器的二極管88被連接于運算放大器87的輸出端與同相輸入端 之間。通過用作限制器的二極管88,對從運算放大器87輸出的檢測電壓設(shè)覽上限。 盡管圖3只示出了一個二極管，但也可串聯(lián)連接多個二極管。檢測電壓的上限可根 據(jù)該二極管的數(shù)量來改變。再次參考圖2，比較器72具有施密特觸發(fā)器特性，其比較由檢測電壓產(chǎn)生電路 71產(chǎn)生的檢測電壓與參考電壓VREF,以確定次級側(cè)的負(fù)載條件，并作為確定結(jié)果而 輸出表示該條件是否是光負(fù)載條件的負(fù)載條件信號。時鐘信號產(chǎn)生電路73產(chǎn)生一時 鐘信號。AND電路74得到負(fù)載條件信號與時鐘信號的邏輯乘。在光負(fù)載條件下，檢測電壓下降，負(fù)載條件信號達(dá)到低電平，AND電路74的 輸出信號固定在低電平處，由此，脈沖寬度設(shè)置電路78不產(chǎn)生脈沖。另一方面，當(dāng) 次級側(cè)的輸出電壓下降時，檢測電壓上升，負(fù)載條件信號達(dá)到高電平，由時鐘信號 產(chǎn)生電路73產(chǎn)生的時鐘信號從AND電路74提供到脈沖寬度設(shè)置電路78中，由此， 脈沖寬度設(shè)置電路78與時鐘信號同歩而產(chǎn)生多個脈沖。以這種方式，當(dāng)電路確定次 級側(cè)處于輕負(fù)載條件時，控制電路70能通過降低驅(qū)動信號中的脈沖數(shù)，來間歇地操
作開關(guān)元件30。比較器75基于次級側(cè)輸出電壓的檢測結(jié)果，來比較初級側(cè)電流檢測電路40輸 出的檢測電壓與檢測電壓產(chǎn)生電路71產(chǎn)生的檢測電壓，以產(chǎn)生表示比較結(jié)果的比較 信號，而且，消隱脈沖產(chǎn)生電路76產(chǎn)生一消隱脈沖信號，該消隱脈沖信號與時鐘信 號同歩，僅在預(yù)定周期內(nèi)變成髙電平，以用于防止變壓器初級側(cè)電流仍然很小時 MOSFET 31截止的錯誤操作，在消隱脈沖信號為高電平的周期內(nèi)，由比較器75產(chǎn) 生的比較信號從AND電路77輸出，例如，脈沖寬度設(shè)置電路78由具有設(shè)置端S、重設(shè)端R和輸出端Q的RS觸發(fā) 器構(gòu)成。當(dāng)負(fù)載條件信號處于髙電平時，脈沖寬度設(shè)置電路78與由時鐘信號產(chǎn)生電 路73產(chǎn)生的時鐘信號同歩而設(shè)置一輸出信號，且當(dāng)消隱脈沖信號處于高電平時，脈 沖寬度設(shè)覽電路78與由比較器75產(chǎn)生的比較信號同歩而重設(shè)該輸出信號，以便設(shè) 置驅(qū)動信號中的脈沖寬度。柵極驅(qū)動器79根據(jù)脈沖寬度設(shè)置電路78輸出的驅(qū)動信 號來驅(qū)動MOSFET 31的柵極。
接下來，將參考圖4和圖5來說明圖2所示的控制電路的操作。圖4是用于說 明在過負(fù)載條件下的圖2所示控制電路的操作的波形圖，圖4(a)示出了時鐘信號產(chǎn)生電路73產(chǎn)生的時鐘信號Vac。時鐘信號的脈沖周 期為T,脈沖寬度(高電平周期)為TH。在此，時鐘信號的占空比(TH/T)為50%。
在本發(fā)明中，由于非晶金屬磁性材料被用作變壓器的磁芯，因此當(dāng)匹數(shù)相同時， 與使用鐵氧體的情況相比，初級側(cè)繞組的阻抗較小。因此，如圖4 (b)所示，流過 初級側(cè)繞組的電流，即MOSFET 31漏極電流lD的值，與使用鐵氧體的情況相比要 較大，且MOSFET 31由于熱量產(chǎn)生而可能會壞掉。另一方面，為了增加繞組的阻抗， 匹數(shù)必須增加，變壓器的尺寸將增大。由于這個原因，在該實施例中，通過如下技 術(shù)解決了該問題。
隨著變壓器初級側(cè)電流的增加，能量在磁芯中聚集的速度也越來越快。而且， 當(dāng)動力負(fù)載的功耗瞬時變大時，如打印機，其能通過增加流動漏極lD的周期來聚集。 在這點上，如果為流動漏極電流lD的周期提供上限，那么在MOSFET 31的溫度不 正常地上升之前，功耗便返回到其初始條件，且不用害怕MOSFET 31故障。對于這 種操作，控制電路70在驅(qū)動信號中設(shè)置脈沖寬度的上限，以使MOSFET 31在圖4 (b)所示的點A處截止。
控制電路70的操作將具體說明。與時鐘信號產(chǎn)生電路73產(chǎn)生的時鐘信號Voc 的上升沿相同步，來設(shè)置脈沖寬度設(shè)置電路78的輸出信號，圖4(e)所示的柵極電 壓Vo達(dá)到了高電平。由此，由比較器75輸出的圖4 (d)所示的比較信號VcoMP從 高電平變成低電平。
在此，基于次級側(cè)電壓檢測電路60的檢測結(jié)果，通過比較初級側(cè)電流檢測電路 40輸出的第一檢測電壓與檢測電壓產(chǎn)生電路71產(chǎn)生的第二檢測電壓，獲得了由比較
器75輸出的比較信號VCOMP,在過負(fù)載條件下，MOSFET 31的漏極電流！D增加， 第一檢測電壓增加，變壓器次級側(cè)的輸出電壓下降，第二檢測電壓也增加。由于將 上限提供給了檢測電壓產(chǎn)生電路71中的第二檢測電壓，因此當(dāng)?shù)诙z測電壓達(dá)到該 上限時，如果第一檢測電壓超出該上限，則比較器75輸出的比較信號VcoMP便變?yōu)橛捎诔跫墏?cè)電流檢測電路40基于MOSFET 31的漏極電壓Vo而產(chǎn)生檢測電壓， 因此將根據(jù)圖4 (c)所示的漏極電壓VD來說明上述操作，當(dāng)柵極電壓VG達(dá)到高電 平時，漏極電流lD開始流動。漏極電流lD—降低，比較器75輸出的比較信號VC0MP 就從高電平轉(zhuǎn)換為低電平。之后，漏極電流lD逐歩增加，漏極電壓Vo逐步升高，如 圖4 (c)所示的點B處，漏極電壓VD超出了基于次級側(cè)電壓檢測電路60的檢測結(jié) 果而確定的閾值電壓VTH (這種情況下，對應(yīng)于第二檢測電壓的上限)，比較器75 輸出的比較信號VcoMP達(dá)到高電平。因此，重新設(shè)置脈沖寬度設(shè)置電路78的輸出信 號，柵極電壓VG達(dá)到低電平，漏極電流ID停止于圖4 (b)所示的點A處。以這種方式，控制電路70以固定周期導(dǎo)通MOSFET 31，并與比較信號VC0MP 的上升沿同歩地截止MOSFET 31。在圖4 (e)中，其間導(dǎo)通MOSFET 31的周期由 Ton表示，其間截止MOSFET 31的周期由To汗表示。圖5是用于說明圖2所示的控制電路在正常條件下的操作的波形圖。圖5 (a) 示出了由時鐘信號產(chǎn)生電路73產(chǎn)生的時鐘信號VCK。而且，圖5(b)示出了 MOSFET 31的漏極電流lD,圖5 (e)示出了 MOSFET 31的漏極電壓Vo。在正常條件下，由于次級側(cè)負(fù)載輕于過負(fù)載條件下的負(fù)載，因此在次級側(cè)的輸 出電壓升高，且基于次級側(cè)電壓檢測電路60的檢測結(jié)果，通過檢測電壓產(chǎn)生電路71 產(chǎn)生的第二檢測電壓較低。因此，如圖5 (c)所示，基于次級側(cè)電壓檢測電路60的檢測結(jié)果而確定的閾值電壓VTH也較低。因此，從漏極電流ID開始流動的時間到漏極電壓Vtj超出閾值電壓VTH的時間較短。在圖5 (c)所示的點D處，當(dāng)漏極電壓 Vo超出閾值電壓VTH時，圖5 (d)所示的比較器75輸出的比較信號VcoMP達(dá)到高 電平。因此，重新設(shè)置脈沖寬度設(shè)置電路78的輸出信號，圖5 (e)所示的MOSFET31的柵極電壓VtJ達(dá)到低電平，漏極電流ID停止于圖5 (b)所示的點C處。以這種方式，在正常條件下，漏極電流Io流過MOSFET3！的周期被縮短。而且，在輕負(fù)載條件下，控制電路70的比較器72基于檢測電壓產(chǎn)生電路71產(chǎn) 生的檢測電壓來判斷次級側(cè)處于輕負(fù)載條件，并且設(shè)置比較信號處于低電平。因此， AND電路74的輸出信號也達(dá)到低電平，時鐘信號不再提供給脈沖寬度設(shè)置電路78, 且驅(qū)動信號中的脈沖數(shù)降低。在該實施例中，如圖2所示，比較器75輸出的比較信號與消隱脈沖產(chǎn)生電路76 產(chǎn)生的消隱脈沖信號的邏輯乘是通過AND電路77獲得的，然而，初級側(cè)電流檢測 電路40的操作可通過使用消隱脈沖產(chǎn)生電路76產(chǎn)生的消隱脈沖信號來開啟和關(guān)閉。 這種情況下，AND電路77可省略。接下來，將說明本發(fā)明第二實施例的開關(guān)式電源電路，除了控制電路外，第二 實施例的開關(guān)式電源電路的基本結(jié)構(gòu)與圖1所示的第一實施例相同。圖6是本發(fā)明第二實施例中的控制電路等的具體結(jié)構(gòu)示意圖。在該實施例中， 控制電路卯判斷在MOSFET 31中流動的電流是否超出額定電流，并根據(jù)這些來產(chǎn) 生施加于MOSFET 31柵極的驅(qū)動信號，在此，額定電流是指MOSFET能穩(wěn)定地進(jìn)行穩(wěn)定操作的漏極電流量，并且，其基于開關(guān)式電源電路的AC輸入電壓、MOSFET 標(biāo)準(zhǔn)等來事先確定?？刂齐娐访ㄒ槐容^器91和一掩模信號產(chǎn)生電路92,它們代替了圖2所示 的比較器72。比較器91將初級側(cè)電流檢測電路40檢測的初級側(cè)電流量與根據(jù)額定 電流設(shè)置的預(yù)設(shè)電壓Vp進(jìn)行比較，并輸出表示比較結(jié)果的比較信號。掩模信號產(chǎn)生 電路92基于比較器91輸出的比較信號來確定MOSFET31的操作模式，并產(chǎn)生一適 于操作模式的掩模信號。AND電路74獲得時鐘信號產(chǎn)生電路73輸出的時鐘信號與掩模信號產(chǎn)生電路92 輸出的掩模信號的邏輯乘。在掩模信號處于高電平的周期中，時鐘信號向脈沖寬度 設(shè)覽電路78的設(shè)置端S提供。當(dāng)消隱脈沖信號處于高電平時，脈沖寬度設(shè)置電路78 與時鐘信號同步而設(shè)置輸出信號，并與比較器75產(chǎn)生的比較信號同步而重新設(shè)置輸 出信號，且由此，設(shè)覽驅(qū)動信號中的脈沖寬度。柵極驅(qū)動器79根據(jù)脈沖寬度設(shè)置電 路78輸出的驅(qū)動信號來驅(qū)動MOSFET 31的柵極。圖7是用于說明本發(fā)明第二實施例開關(guān)式電源電路操作的漏極電流的波形圖。 在周期To中，MOSFET31的漏極電流Iu不超出額定電流，6"此，比較器91輸出的 比較信號被保持在低電平?；谠摫容^信號，掩模信號產(chǎn)生電路92確定MOSFET 31 的操作模式為正常負(fù)載模式，并將掩模信號固定在高電平，因此，時鐘信號產(chǎn)生電 路73輸出的時鐘信號經(jīng)由AND電路74被提供到脈沖寬度設(shè)置電路78中。因此， 與時鐘信號連續(xù)同歩的多個脈沖被施加到MOSFET 31的柵極。在周期T,中，當(dāng)次級側(cè)處于過負(fù)載條件，且MOSFET 31的漏極電流fo周期性 地超出額定電流時，比較器91輸出的比較信號與時鐘信號同步，周期性地達(dá)到高電 平。基于該比較信號，掩模信號產(chǎn)生電路92確定MOSFET 31的操作模式為過負(fù)載 模式，并限制掩模信號處于高電平的周期，用于保護MOSFET31,以使MOSFET31 進(jìn)行間歇性操作。例如，掩模信號產(chǎn)生電路92與比較器91輸出的比較信號的上升沿同步，來增 加計數(shù)值，在第一周期T!中設(shè)置掩模信號為高電平，直到計數(shù)值達(dá)到預(yù)定值，且在 隨后的第二周期T2中設(shè)置掩模信號為低電平。只要過負(fù)載條件持續(xù)，第一周期Tt和第二周期T2便重復(fù)。因此，在第一周期Ti中，與時鐘信號連續(xù)同步的多個脈沖被施加到MOSFET 31
的柵極，且保持恒定電壓特性的同時，將必要的電流均勻地向動力負(fù)載提供，另一方面，在第二周期T2中，M0SFET31的柵極不被施加脈沖，以這種方式，在驅(qū)動信 號中設(shè)置與時鐘信號連續(xù)同歩的多個脈沖周期的上限，并由此設(shè)置MOSFET31使電 流流過變壓器初級側(cè)繞組的周期的上限，在第一周期T^中，當(dāng)比較信號在比較信號 達(dá)到高電平周期的下一周期達(dá)到低電平時，掩模信號產(chǎn)生電路92將MOSFET 31的 操作模式從過負(fù)載模式改變?yōu)檎Ｘ?fù)載模式a當(dāng)次級側(cè)的負(fù)載變重，且非常大的漏極電流lD流動時，如第一實施例中所說明 地那樣來設(shè)覽驅(qū)動信號中的脈沖寬度的上限。也就是說，通過為檢測電壓產(chǎn)生電路 71中的檢測電壓設(shè)置上限，如圖7所示，在驅(qū)動信號中的脈沖寬度的上限被設(shè)置成 周期T3，且MOSFET31的漏極電流lD被抑制為等于或小于最大電流(點A),在第一和第二實施例中，基于初級側(cè)電流檢測電路40的檢測結(jié)果，通過向比較 器75的反相輸入端施加預(yù)定電壓來產(chǎn)生驅(qū)動信號，該預(yù)定電壓代替了檢測電壓產(chǎn)生 電路71產(chǎn)生的檢測電壓。且在這種情況下，當(dāng)從初級側(cè)電流檢測電路40輸出的檢 測電壓超出預(yù)定電壓時，脈沖寬度設(shè)置電路78的輸出信號被重新設(shè)置，由此，驅(qū)動 信號中的脈沖寬度的上限被設(shè)覽。而且,在第一和第二實施例中，已經(jīng)說明了初級側(cè)電流檢測電路40基于MOSFET 31的漏極與源極間的電壓來檢測初級側(cè)電流的實例，然而，本發(fā)明不限于此，初級 側(cè)電流檢測電路可以基于輔助繞組(第三繞組)的感應(yīng)電流來檢測初級側(cè)電流。接下來，將說明本發(fā)明的第三實施例。圖8是本發(fā)明第三實施例的開關(guān)式電源電路的結(jié)構(gòu)示意圖。該開關(guān)式電源電路 具有一與用作交流電源電壓的輸入端1和2連接的整流濾波電路10, —用于提升或 降低初級側(cè)交流電壓，并將其輸出到次級側(cè)的變壓器20,—與變壓器初級側(cè)繞組21 串聯(lián)連接的開關(guān)元件30,其根據(jù)推進(jìn)驅(qū)動信號而用于使電流流過變壓器的初級側(cè)繞 組21,和一 用于檢測流過變壓器20的初級側(cè)繞組的電流的初級側(cè)電流檢測電路100。而且，開關(guān)式電源電路具有一用于對變壓器次級側(cè)繞組22中產(chǎn)生的電壓進(jìn)行半 波整流的二極管51,—用于對所整流電壓進(jìn)行濾波，并將其提供到輸出端3和4的 電容器52,—用于檢測輸出端3和4間的輸出電壓的次級側(cè)電壓檢測電路60,—用 于設(shè)置驅(qū)動信號中的脈沖寬度的控制電路110，和一用于感應(yīng)發(fā)熱開關(guān)元件30的環(huán) 境溫度的溫度傳感器120。次級側(cè)電壓檢測電路60的檢測結(jié)果作為光信號向控制電路U0傳輸。由此，當(dāng) 變壓器20的初級側(cè)與次級側(cè)間保持絕緣時，次級側(cè)的檢測結(jié)果能被傳輸?shù)匠跫墏?cè)。圖9是圖8所示的控制電路等的具體結(jié)構(gòu)示意圖。在該實施例中,N溝道MOSFET 31被用作圖8所示的開關(guān)元件30，電阻器101被用作初級側(cè)電流檢測電路100。 MOSFET 31具有一連接到變壓器初級側(cè)繞組21的漏極，一經(jīng)由電阻器101連接到 整流濾波電路10的源極，和一柵極，柵極驅(qū)動器116向該柵極施加一驅(qū)動信號。與
流過變壓器初級側(cè)繞組21的電流量成比例的檢測電壓可通過測量電阻器101兩端間 產(chǎn)生的電壓來獲得，
變壓器的初級側(cè)繞組21、 MOSFET31的漏源路徑和電阻器101串聯(lián)連接，且將 對整流濾波電路10中的交流電源電壓進(jìn)行整流和濾波而獲得的電壓提供給該串聯(lián)電 路。MOSFET31根據(jù)施加于柵極的推進(jìn)驅(qū)動信號，來使電流流過變壓器的初級側(cè)繞 組21,
控制電路110具有一內(nèi)部包含一用于產(chǎn)生驅(qū)動信號的控制塊的DSP (數(shù)字信號 處理器)111, 一存儲單元112,如用于存儲軟件(控制程序)和數(shù)據(jù)的非易失性存 儲器，A/D轉(zhuǎn)換器113和114, 一光電轉(zhuǎn)換電路115和一柵極驅(qū)動器116。存儲單 元112存儲一數(shù)據(jù)表，且該數(shù)據(jù)表包括將用于控制開關(guān)式電源電路操作的各種類型 的設(shè)覽信息。
A/D轉(zhuǎn)換器113將作為通過電阻器101獲得的模擬信號的初級側(cè)電流檢測信號 轉(zhuǎn)換成數(shù)字信號，并將其輸入DSP 111。光電耦合器通常用作發(fā)光二極管62(如圖3) 和光電轉(zhuǎn)換電路115。光電轉(zhuǎn)換電路115接收由次級側(cè)電壓檢測電路60的發(fā)光二極 管62產(chǎn)生的光信號，并根據(jù)該光信號的強度來輸出信號。該信號被用作次級側(cè)電流 檢測信號。A/D轉(zhuǎn)換器114將作為由光電轉(zhuǎn)換電路115獲得的模擬信號的次級側(cè)電 流檢測信號轉(zhuǎn)換成數(shù)字信號，并將其輸出到DSP 111中。
DS3P 111基于至少初級側(cè)電流檢測電路100和次級側(cè)電壓檢測電路60輸出的檢 測信號來進(jìn)行脈沖寬度調(diào)制(PWM),并產(chǎn)生驅(qū)動信號(PWM信號)。除了這些 檢測信號之外，DSP 111可以基于溫度傳感器120輸出的溫度數(shù)據(jù)，通過脈沖寬度調(diào) 制來產(chǎn)生驅(qū)動信號。該驅(qū)動信號通過柵極驅(qū)動器116被施加到MOSFET31的柵極。
接下來，將參考圖8—12來說明圖8所示的開關(guān)式電源電路的操作。圖10是圖 9所示的DSP的控制操作流程圖，圖11是圖8所示的開關(guān)式電源電路的輸出電流與 輸出電壓的特性圖(次級側(cè)電流與次級側(cè)電壓的特性)，圖12是圖8所示的開關(guān)式 電源電路中工作波形的波形圖。
參考圖IO，首先，在歩驟S11中，DSP Ul控制驅(qū)動信號中的脈沖寬度，以便 進(jìn)行恒定電壓穩(wěn)定操作，通過該操作，由A/D轉(zhuǎn)換器114的輸出值來表示的次級側(cè) 電壓是恒定的。而且，在步驟S12中，DSP 111判斷由A/D轉(zhuǎn)換器113的輸出值來 表示的初級側(cè)電流是否超出閾值，并控制驅(qū)動信號中的脈沖寬度，以便在初級側(cè)電 流超出預(yù)定值之前進(jìn)行恒定電壓穩(wěn)定操作。
如圖11中的箭頭(1)所示，當(dāng)次級側(cè)電流增加，初級側(cè)電流達(dá)到闞值，而且 初級側(cè)電流超出該閾值時，DSP 1U保持驅(qū)動信號中的脈沖寬度恒定，并停止恒定電 壓穩(wěn)定操作(歩驟S13)。圖12示出了此時的波形。驅(qū)動信號的脈沖寬度T增加， 直到初級側(cè)電流超出閾值，且當(dāng)初級側(cè)電流超出閾值時，該脈沖寬度T限于最大值 Tmax 之后，次級側(cè)電壓不是恒定的，且由于負(fù)載電路的阻抗條件(例如擊打式打印機中的蠊線管)，隨著次級側(cè)電流增加，次級側(cè)電壓如圖11中箭頭(2)所示逐歩 降低，甚至當(dāng)次級側(cè)電壓降低時，如果次級側(cè)電壓髙于閾值，且保持次級側(cè)電流， 則認(rèn)為開關(guān)式電源電路處于可允許的操作范圍內(nèi)。由于用于驅(qū)動擊打式打印機中印 刷頭的螺線管由電流驅(qū)動，因此當(dāng)電源電壓降低至一定程度時其可操作。因此，使 用具有折線狀的上述輸出電流與輸出電壓特性的開關(guān)式電源電路，甚至當(dāng)開關(guān)式電 源電路的輸出電壓降低至一定程度時，印刷操作也能繼續(xù)，在歩驟S14中，DSP 111判斷初級側(cè)電流在預(yù)定周期中超出閾值的次數(shù)是否在 可允許的范圍內(nèi)。如果初級側(cè)電流在預(yù)定周期中超出閾值的次數(shù)在可允許的范圍內(nèi)， 則進(jìn)行歩驟S15，如果初級側(cè)電流在預(yù)定周期內(nèi)超出閾值的次數(shù)超出可允許的范圍， 則進(jìn)行歩驟S16a在步驟S15中，DSP 111判斷次級側(cè)電壓是否低于閾值。如果次級側(cè)電壓不低 于閾值，則進(jìn)行歩驟S12,如果次級側(cè)電壓低于閾值，則進(jìn)行歩驟S16。在步驟S16中，由于MOSFET31可能由于電流應(yīng)力而壞掉，因此DSP111通過 使驅(qū)動信號無效來停止MOSFET31的開關(guān)操作，并切斷流過初級側(cè)繞組的電流。可選擇地，歩驟S14可以被省略，當(dāng)初級側(cè)電流超出閾值時，驅(qū)動信號的脈沖 寬度T可持續(xù)保持為最大值TMAX,直到次級側(cè)電壓降低到閾值以下。在這一點上，初級側(cè)電流閾值的設(shè)覽信息、次級側(cè)電壓閾值的設(shè)置信息、初級 側(cè)電流超出閾值情況下的可允許范圍的設(shè)置信息等都被存儲在存儲單元112中的數(shù) 據(jù)表中。而且，除了正常操作模式的設(shè)置信息之外，當(dāng)負(fù)載裝置(例如擊打式印刷機等) 處于等待模式時，存儲單元112可存儲包含初級側(cè)電流與次級側(cè)電壓特性等的等待 模式的設(shè)置信息。這種情況下，DSP 111根據(jù)表示負(fù)載裝置處于正常操作模式還是等 待模式(見圖11中的點劃線)的模式信號，來改變等待模式下的輸出特性。從而等 待模式下的功耗可以被降低。而且，除了正常使用環(huán)境的設(shè)置信息之外，在數(shù)據(jù)表中，存儲單元112還可存 儲用于惡劣使用環(huán)境的設(shè)置信息，該惡劣使用環(huán)境包含在惡劣使用環(huán)境下(例如， 使用位置處于高溫下等)的初級側(cè)電流與次級側(cè)電壓的特性等。例如，對應(yīng)于多種 溫度范圍的多種設(shè)置信息被存儲在存儲單元U2的數(shù)據(jù)表中。在這種情況下,DSP111 根據(jù)由溫度傳感器120輸出的溫度數(shù)據(jù)來表示的溫度范圍來改變輸出特性(見圖11 中的雙點劃線)。由此，在惡劣使用環(huán)境中，開關(guān)元件的故障可被防止。可選擇地,存儲單元112可在數(shù)據(jù)表中存儲對應(yīng)于多種AC輸入電壓(例如100V、 115V、 120V等)的多種設(shè)置信息。在這種情況下，DSP111根據(jù)輸入電壓的檢測值 或表示外部提供的輸入電壓的信號，從多種設(shè)置信息中選擇一種類型的設(shè)置信息。 由此，可獲得適合于AC輸入電壓的輸出特性。
在負(fù)載裝置是擊打式打印機的情況下，存儲單元U2可在數(shù)據(jù)表中存儲對應(yīng)于
多種印刷語言(例如R語、英語等)或擊打式打印機模式的多種設(shè)置信息a在這種
情況下，DSP 111根據(jù)表示印刷語言或擊打式打印機模式的信號，從多種設(shè)置信息中 選擇一種設(shè)置信息，由于負(fù)載特性隨印刷語言或模式而改變，因此能獲得適合于印 刷語言或擊打式打印機模式的輸出特性。 接下來，將說明本發(fā)明的第四實施例。
圖13是本發(fā)明第四實施例的開關(guān)式電源電路的結(jié)構(gòu)示意圖。該開關(guān)式電源電路 與圖8所示的第三實施例開關(guān)式電源電路的不同之處為用于檢測次級側(cè)電流的次 級側(cè)電流檢測電路130被插入到電容器52與輸出端4之間，且控制電路110變成控 制電路140。
圖14是圖13所示的控制電路等的具體結(jié)構(gòu)示意圖?？刂齐娐?40具有一內(nèi)部 包含一用于產(chǎn)生驅(qū)動信號的控制塊的DSP(數(shù)字信號處理器)141，一存儲單元142, 如用于存儲軟件(控制程序)和數(shù)據(jù)的非易失性存儲器，A/D轉(zhuǎn)換器143 — 145，光 電轉(zhuǎn)換電路146和i47，以及一柵極驅(qū)動器148。存儲單元142存儲一數(shù)據(jù)表，該數(shù) 據(jù)表包括將被用于控制開關(guān)式電源電路操作的各種設(shè)置信息。
A/D轉(zhuǎn)換器143將通過電阻器101獲得的、作為模擬信號的初級側(cè)電流檢測信 號轉(zhuǎn)換成數(shù)字信號，并將其輸出到DSP 141。光電轉(zhuǎn)換電路146將來自次級側(cè)電壓檢 測電路60的光信號轉(zhuǎn)換為電信號，并將其輸出至A/D轉(zhuǎn)換器144。 A/D轉(zhuǎn)換器144 將通過光電轉(zhuǎn)換電路146獲得的、作為模擬信號的次級側(cè)電壓檢測信號轉(zhuǎn)換成數(shù)字 信號，并將其輸出至DSP 141。光電轉(zhuǎn)換電路147將來自次級側(cè)電流檢測電路130 的光信號轉(zhuǎn)換成電信號，并將其輸出到A/D轉(zhuǎn)換器145。 A/D轉(zhuǎn)換器145將通過光 電轉(zhuǎn)換電路147獲得的、作為模擬信號的次級側(cè)電流檢測信號轉(zhuǎn)換成數(shù)字信號，并 將其輸出至DSP 141。
DSP 141基于至少從初級側(cè)電流檢測電路100、次級側(cè)電壓檢測電路60和次級 側(cè)電流檢測電路130輸出的檢測信號而進(jìn)行脈沖寬度調(diào)制(PWM)，并產(chǎn)生一驅(qū)動 信號(PWM信號)。此外，DSP14l可基于輸出到溫度傳感器120的溫度數(shù)據(jù)，通 過進(jìn)行脈沖寬度調(diào)制來產(chǎn)生該驅(qū)動信號。該驅(qū)動信號通過柵極驅(qū)動器148而被施加 于M0SFET31的柵極。
接下來，將參考圖13 —16來說明圖13所示的開關(guān)式電源電路的操作。圖15是 圖14所示的DSP的控制操作流程圖，圖16是圖13所示的開關(guān)式電源電路的輸出電 流與輸出電壓的特性圖(次級側(cè)電流與次級側(cè)電壓的特性)，
參考圖15,首先，在歩驟S21中，DSP 141控制驅(qū)動信號中的脈沖寬度，以便 進(jìn)行恒定電壓穩(wěn)定操作，通過該操作，由A/D轉(zhuǎn)換器144的輸出值表示的次級側(cè)電 壓是恒定的。而且，在歩驟S22中，DSP 141判斷由A/D轉(zhuǎn)換器143的輸出值表示 的初級側(cè)電流是否超出閾值，并控制驅(qū)動信號中的脈沖寬度，以便在初級側(cè)電流超出該閾值之前進(jìn)行恒定電壓穩(wěn)定操作，如圖16中箭頭U)所示，當(dāng)次級側(cè)電流增加，初級側(cè)電流達(dá)到閾值，且初級 側(cè)電流超出閾值時，DSP 141保持驅(qū)動信號中的脈沖寬度恒定，并且停止恒定電壓穩(wěn) 定操作(步驟S23),之后，由于負(fù)載電路(例如擊打式打印機中的螺線管)的阻抗條件，隨著次級 側(cè)電流增加，次級側(cè)電壓不恒定，次級側(cè)電壓逐步降低，如圖16中的箭頭(2)所 示。甚至當(dāng)次級側(cè)電壓降低時，如果次級側(cè)電流不超出閾值，且次級側(cè)電壓不在閾 值之下時，則保持次級側(cè)電流，并認(rèn)為開關(guān)式電源電路在可允許的操作范圍內(nèi)。在步驟S24中，在次級側(cè)電流超出閾值之后，DSP 141判斷是否預(yù)定時間已經(jīng) 過去。如果在次級側(cè)電流超出閾值之后預(yù)定時間沒有過去，則進(jìn)行歩驟S25,如果在 次級側(cè)電流超出閾值之后預(yù)定時間已經(jīng)過去，則進(jìn)行歩驟S26。在步驟S25中，DSP 141判斷次級側(cè)電壓是否處于閾值之下。如果次級側(cè)電壓 不在閾值以下，則進(jìn)行步驟S22,如果次級側(cè)電壓在閾值以下，則進(jìn)行歩驟S26。在步驟S26中，由于MOSFET31可能由于電流應(yīng)力而壞掉，因此DSP 141通過 使驅(qū)動信號無效來停止MOSFET31的開關(guān)操作，并切斷流過初級側(cè)繞組的電流。在這一點上，初級側(cè)電流閾值的設(shè)置信息、次級側(cè)電壓閾值的設(shè)置信息、初級 側(cè)電流超出閾值情況下的可允許范圍的設(shè)置信息等都被存儲在存儲單元142的數(shù)據(jù) 表中。在第四實施例中，已經(jīng)說明了次級側(cè)電流檢測電路130與變壓器次級側(cè)繞組22 連接的情況，然而，本發(fā)明不限于此，次級側(cè)電流檢測電路130可與變壓器的輔助 繞組23連接。在這種情況下，次級側(cè)電流可在與負(fù)載側(cè)絕緣的情況下被檢測。在上述第一到第四實施例中，已經(jīng)作為實例說明了回掃式開關(guān)電源，然而，本 發(fā)明不局限于回掃式開關(guān)電源，而是可應(yīng)用于使用變壓器的各種類型的開關(guān)電源， 如向前類型或各種橋型。接下來，將說明本發(fā)明的第五實施例。在以下實施例中，本發(fā)明被應(yīng)用于一種 使用抗流圈來代替變壓器的斬波型開關(guān)式電源電路中。在斬波型開關(guān)式電源電路中， 盡管由于沒有使用變壓器，輸入側(cè)與輸出側(cè)不是絕緣的，但是電路的尺寸可被降低。圖n是本發(fā)明第五實施例的開關(guān)式電源電路的結(jié)構(gòu)示意圖。在第五實施例中，將作為實例說明斬波型升壓開關(guān)式電源電路。該開關(guān)式電源電路具有一連接到交流電源電壓的輸入端1和2的整流濾波電路 10,—具有一端連接到整流濾波電路10的抗流圈150,其用于聚集磁芯中由流過繞 組的電流產(chǎn)生的磁能， 一與抗流圈150的另一端連接的、用于根據(jù)推進(jìn)驅(qū)動信號而 使電流流過抗流圈150的開關(guān)元件30,和一用于檢測流過開關(guān)元件30的電流的開關(guān) 電流檢測電路160。在此，在變壓器的初級側(cè)繞組被用作抗流圈150的情況下，變壓 器的次級側(cè)繞組可用于產(chǎn)生內(nèi)部電源。
而且，該開關(guān)式電源電路具有一用于對抗流園150另一端處產(chǎn)生的電壓進(jìn)行半 波整流的二極管51， 一用于通過濾波所整流的電壓來產(chǎn)生輸出電壓、并將該電壓提 供給輸出端3和4的電容器52,—用于檢測輸出端3和4之間的輸出電壓的輸出電 壓檢測電路170，以及一用于產(chǎn)生驅(qū)動信號的控制電路18(J,
例如，整流濾波電路10包括一二極管電橋和一電容器，通過二極管電橋全波整 流施加在輸入端1與輸出端2之間的交流電壓，并通過電容器濾波該電壓。
當(dāng)開關(guān)元件30開啟時，抗流圏150在磁芯中聚集能量。之后，當(dāng)開關(guān)元件30 截止時，磁場易于保持該電流，并由此，抗流圈150的電流經(jīng)由二極管51流到電容 器52中。電容器52被充電，并且在輸出端3與輸出端4之間產(chǎn)生直流輸出電壓，
在本發(fā)明中，具有髙飽和磁通密度的非晶金屬磁性材料被用作抗流圈150的磁 芯。作為具體的材料，例如，含有鐵(Fe)和鈷(Co)的非晶合金Fe-Co (60—80wt %)被使用。作為磁芯類型，通過燒結(jié)粉末材料模制的塊型和通過疊置帶狀磁芯而 形成的疊層型被使用。 '
非晶余屬的磁性材料具有以下優(yōu)點其飽和磁通密度髙于鐵氧體的，當(dāng)模制E 型磁芯時，模制較易，其磁特性較少地根據(jù)溫度變化，其滯后損失和渦流損失較小， 且其高頻特性較好。而且，當(dāng)非晶金屬磁性材料被用作抗流圈的磁芯時，磁芯難于 被磁飽和，且產(chǎn)生的熱量小，由此，能提供使用鐵氧體情況下的功率兩倍或更多倍 的功率。由于不需要在磁芯中形成溝槽，因此自溝槽的磁通泄漏不再是問題。
注意，當(dāng)使用非晶金屬磁性材料時，每一定匹數(shù)的感應(yīng)系數(shù)(也稱作"AL值") 要小于使用鐵氧體情況下的。因此，即使匹數(shù)增加至一定等級，且在繞組中流動的 電流增加，繞組的感應(yīng)系數(shù)也仍較小。而且，由于非晶金屬的磁性材料難于飽和， 因此在繞組中流動的峰值電流可被增加。然而，隨著峰值電流變得越來越大，開關(guān) 元件容易壞掉的問題出現(xiàn)了。由于這個原因，在該實施例中，通過電路的改進(jìn)來保 護開關(guān)元件。
圖18是圖17所示的控制電路等的具體結(jié)構(gòu)示意圖。在該實施例中，N溝道 MOSFET 31被用作圖17所示的開關(guān)元件30。 MOSFET 31具有一與抗流圈150另一 端連接的漏極，一經(jīng)由開關(guān)電流檢測電路160而與整流濾波電路10連接的源極，以 及一柵極，柵極驅(qū)動器189將一驅(qū)動信號提供至該柵極。
抗流圈150、 MOSFET 31的漏源路徑以及開關(guān)電流檢測電路160串聯(lián)連接，且 通過整流和濾波該整流濾波電路10中的交流電源電壓而獲得的電壓被提供到該串聯(lián) 電路中。MOSFET31根據(jù)施加到柵極的推進(jìn)驅(qū)動信號，使電流流過抗流圈150。
控制電路180包括一比較器181、一掩模信號產(chǎn)生電路182、 一時鐘信號產(chǎn)生電 路183、 一 AND電路184、 一比較器185、一消隱脈沖產(chǎn)生電路186、 一 AND電路 187、 一脈沖寬度設(shè)置電路188和一柵極驅(qū)動器189。
時鐘信號產(chǎn)生電路183產(chǎn)生時鐘信號。AND電路l'84獲得時鐘信號產(chǎn)生電路183
輸出的時鐘信號與掩模信號產(chǎn)生電路182輸出的掩模信號的邏輯乘，當(dāng)掩模信號固 定在離電平時，時鐘信號恒定地提供到脈沖寬度設(shè)暨電路188的設(shè)置端S上，
而且，開關(guān)電流檢測電路160輸出的檢測電壓被輸入到比較器185的同相輸入 端，圖n所示的輸出電壓檢測電路170輸出的檢測電壓被輸入到比較器185的反相 輸入端，在輸出電壓檢測電路170中，當(dāng)開關(guān)式電源電路的負(fù)載輕時，檢測電壓隨 著該開關(guān)式電源電路輸出電壓的升高而降低，當(dāng)開關(guān)式電源電路負(fù)載高時，檢測電 壓隨著該開關(guān)式電源電路輸出電壓的降低而升高，而且，通過用于輸出電壓檢測電
路no輸出的檢測電壓的限制電路而設(shè)置上限。
比較器185對開關(guān)電流檢測電路160輸出的檢測電壓與輸出電壓檢測電路170 輸出的檢測電壓進(jìn)行比較，以輸出表示比較結(jié)果的比較信號，而且，消隱脈沖產(chǎn)生 電路186產(chǎn)生與時鐘信號同歩、在預(yù)定周期內(nèi)變成高電平的消隱脈沖信號，以用于 防止變壓器初級側(cè)電流仍很小時的MOSFET 31截止的錯誤操作。AND電路187獲 得比較器185輸出的比較信號與消隱脈沖產(chǎn)生電路186輸出的消隱脈沖信號的邏輯 乘。在消隱脈沖信號處于高電平的周期內(nèi)，通過比較器185產(chǎn)生的比較信號從AND 電路187輸出。
脈沖寬度設(shè)置電路i88由RS觸發(fā)器構(gòu)成，例如，該觸發(fā)器具有一設(shè)置端S,— 重新設(shè)置端R和一輸出端Q。脈沖寬度設(shè)置電路188與時鐘信號產(chǎn)生電路183產(chǎn)生 的時鐘信號同步，而設(shè)置一輸出信號，并當(dāng)消隱脈沖信號處于高電平時，與比較器 185產(chǎn)生的比較信號同歩而重新設(shè)置該輸出信號，且由此，設(shè)覽驅(qū)動信號中的脈沖寬 度。柵極驅(qū)動器189根據(jù)脈沖寬度設(shè)置電路188輸出的驅(qū)動信號來驅(qū)動MOSFET31 的柵極。
由于圖18所示的控制電路的操作通常與圖4和圖5所示的相同，因此將參考圖 4來具體說明控制電路180的操作。
與時鐘信號產(chǎn)生電路183產(chǎn)生的時鐘信號Voc的上升沿同步，來設(shè)置脈沖寬度 設(shè)置電路188的輸出信號，且如圖4(e)所示的柵極電壓Vo達(dá)到高電平。
比較器185輸出的比較信號通過對開關(guān)電流檢測電路160輸出的第一檢測電壓 與輸出電壓檢測電路170輸出的第二檢測電壓間進(jìn)行比較而獲得。在過負(fù)載條件下， M0SFET31的漏極電流lD增加，第一檢測電壓增加，變壓器次級側(cè)的輸出電壓降低， 第二檢測電壓也增加。在輸出電壓檢測電路170中，向第二檢測電壓提供上限。因 此，當(dāng)?shù)诙z測電壓達(dá)到上限時，如果第一檢測電壓超出上限，則從比較器185輸 出的比較信號達(dá)到高電平。因此，重新設(shè)置脈沖寬度設(shè)置電路188的輸出信號，柵 極電壓Vo達(dá)到低電平，漏極電流fo停止在圖4 (b)所示的點A處，
以這種方式，控制電路180以固定周期導(dǎo)通MOSFET31,并與比較信號的上升 沿相同歩地截止MOSFET31。在圖4(e)中，MOSFET31導(dǎo)通的周期由Tqn表示, MOSFET31截止的周期由Tcot表示。之后，將說明控制電路l抑判斷MOSFET31中流動的電流是否超出額定電流， 并控制驅(qū)動信號，將其施加到MOSFET 31柵極的情況，額定電流是指MOSFET能 穩(wěn)定進(jìn)行穩(wěn)定操作的漏極電流量，且基于開關(guān)式電源電路的AC輸入電壓、MOSFET 標(biāo)準(zhǔn)等而事先確定。比較器181將開關(guān)電流檢測電路160檢測的開關(guān)電流量與根據(jù)額定電流而設(shè)置 的預(yù)設(shè)電壓Vp進(jìn)行比較，并輸出表示比較結(jié)果的比較信號。掩模信號產(chǎn)生電路182 基于比較器181輸出的比較信號而確定MOSFET 31的操作模式，并產(chǎn)生適合于該操 作模式的掩模信號。當(dāng)掩模信號處于髙電平時，脈沖寬度設(shè)置電路188與時鐘信號產(chǎn)生電路183產(chǎn) 生的時鐘信號同歩而設(shè)置輸出信號，并當(dāng)消隱脈沖信號處于高電平時，與比較器185 產(chǎn)生的比較信號同步而重新設(shè)置該輸出信號，由此，在驅(qū)動信號中設(shè)定脈沖寬度。本實施例開關(guān)式電源電路的操作與圖7所示的相同。如圖7所示，在周期Ta中， MOSFET31的漏極電流lD沒有超出額定電流，由此，從比較器181輸出的比較信號 被保持在低電平?；谠撔盘枺谀Ｐ盘柈a(chǎn)生電路182確定MOSFET31的操作模式 為正常負(fù)載模式，并將掩模信號固定在高電平。因此，從時鐘信號產(chǎn)生電路183輸 出的時鐘信號經(jīng)由AND電路184而被提供到脈沖寬度設(shè)置電路188中。由此，與時 鐘信號同歩的多個連續(xù)脈沖被施加到MOSFET31的柵極。在周期T,中，當(dāng)丌關(guān)式電源電路處于過負(fù)載條件，且MOSFET 31的漏極電流 lD周期性地超出額定電流時，從比較器181輸出的比較信號與時鐘信號相同歩，周 期性地達(dá)到高電平?；谠摫容^信號，掩模信號產(chǎn)生電路182確定MOSFET31的操 作模式為過負(fù)載模式，并限制掩模信號處于高電平的周期，來用于保護MOSFET31, 使MOSFET 31進(jìn)行間歇式地操作。例如，掩模信號產(chǎn)生電路182與比較器181輸出的比較信號的上升沿相同歩地 增加計數(shù)值，并在第一周期Tt中設(shè)置掩模信號為髙電平，直到計數(shù)值成為預(yù)定值， 并在隨后的第二周期T2中設(shè)置掩模信號為低電平。只要過負(fù)載條件持續(xù)，第一周期 T,和第二周期T2就重復(fù)。因此，在第一周期T,中，與時鐘信號同歩的多個連續(xù)脈沖被施加到了 MOSFET 31的柵極，在第二周期T2中，MOSFET 31的柵極不施加脈沖。以這種方式，在驅(qū) 動信號中，設(shè)置多個脈沖與時鐘信號持續(xù)同歩的周期的上限，因此，MOSFET31使 電流流過變壓器初級側(cè)繞組21的周期的上限被設(shè)置。在第一周期T,中，當(dāng)比較信 號在比較信號達(dá)到高電平的周期的下一周期中達(dá)到低電平時，掩模信號產(chǎn)生電路182 將MOSFET 31的操作模式從過負(fù)載模式改變?yōu)門E常負(fù)載模式。當(dāng)開關(guān)式電源電路的負(fù)載變得較重，且非常大的漏極電流b流動時，如上所述, 驅(qū)動信號中的脈沖寬度的上限被設(shè)置。也就是說，通過設(shè)置輸出電壓檢測電路170 中的檢測電壓的上限，如圖7所示，驅(qū)動信號中的脈沖寬度的上限被設(shè)置為周期T3，MOSFET31的漏極電流Iu被抑制為等于或小于最大電流(點A),在第五實施例中，基于開關(guān)電流檢測電路160的檢測結(jié)果，通過將代替輸出電 壓檢測電路nO輸出的檢測電壓的預(yù)定電壓施加到比較器185的反相輸入端，而產(chǎn) 生驅(qū)動信號。還是在這種情況下，當(dāng)開關(guān)電流檢測電路160輸出的檢測電壓超出預(yù) 定電壓時，脈沖寬度設(shè)置電路188的輸出信號被重新設(shè)覽，并由此，在驅(qū)動信號中 的脈沖寬度的上限可被設(shè)置。接下來，將說明本發(fā)明的第六實施例。圖19是本發(fā)明第六實施例的開關(guān)式電源電路的結(jié)構(gòu)示意圖。在第六實施例中， 將作為實例說明PFC (功率因數(shù)控制器)電路，PFC電路是指這樣一種電路當(dāng)通 過開關(guān)操作將交流電壓進(jìn)行整流而獲得的電壓轉(zhuǎn)換成交流電壓，并再次將所獲得的 交流電壓轉(zhuǎn)換成直流電壓時，該電路通過匹配電壓和電流中的波形和相位而改善功 率因數(shù)。該開關(guān)式電源電路具有一與交流電源電壓輸入端1和2連接的整流電路11,— 用于檢測從整流電路U輸入的電壓的輸入電壓檢測電路190， 一具有一端與整流電 路ll連接的抗流圈150,其用于在磁芯中聚集由流過繞組的電流產(chǎn)生的磁能，一與 抗流圈1S0的另一端連接的開關(guān)元件30,其用于根據(jù)推進(jìn)驅(qū)動信號而使電流流過抗 流圈ISO,以及一用于檢測流過開關(guān)元件30的電流的開關(guān)電流檢測電路16(h在此， 在變壓器初級側(cè)繞組被用作抗流圈150的情況下，變壓器次級側(cè)繞組可被用于產(chǎn)生 內(nèi)部電源。而且，開關(guān)式電源電路具有一用于對抗流圈150另一端處產(chǎn)生的電壓進(jìn)行半波 整流的二極管51, —用于通過濾波所整流的電壓而產(chǎn)生一輸出電壓，并將該電壓提 供給輸出端3和4的電容器52,—用于檢測輸出端3和4之間的輸出電壓的輸出電 壓檢測電路nO, —插入到電容器52與輸出端4之W的、用于檢測輸出電流的輸出 電流檢測電路200,—用于設(shè)置驅(qū)動信號的脈沖寬度的控制電路210,和一用于感應(yīng) 發(fā)熱開關(guān)元件30的周圍溫度的溫度傳感器120,例如，整流電路11由一二極管電橋構(gòu)成，全波整流施加到輸入端1與輸入端2 之間的交流電壓。當(dāng)開關(guān)元件導(dǎo)通時，抗流圈150在磁芯中聚集能量。之后，當(dāng)開 關(guān)元件30截止時，磁場趨于保持電流，且由此，抗流圈150的電流經(jīng)由二極管51 流向電容器52。電容器52被充電，且在輸出端3與輸出端4之間產(chǎn)生一直流輸出電 壓。圖20是圖19所示的控制電路等的具體結(jié)構(gòu)示意圖。在該實施例中，N溝道 MOSFET 3i被用作圖19中所示的開關(guān)元件30,電阻器161被用作圖19中所示的開 關(guān)電流檢測電路16(h MOSFET 31具有一與抗流圈150另一端連接的漏極， 一經(jīng)由 電阻器161與整流電路11連接的源極，和一柵極，柵極驅(qū)動器217將一驅(qū)動信號提 供至該柵極。與MOSFET31的漏極電流成比例的檢測電壓通過測量電阻器161兩端之間產(chǎn)生的電壓而獲得?？沽髌?50、 MOSFET 31的漏源路徑和電阻器161串聯(lián)連接，通過整流整流電 路11中的交流電源電壓而獲得的電壓被提供到該串聯(lián)電路中。MOSFET 31根據(jù)施 加在柵極上的推進(jìn)驅(qū)動信號而使電流流過抗流ffl 150。控制電路210具有一內(nèi)部包含一用于產(chǎn)生驅(qū)動信號的控制塊的DSP (數(shù)字信號 處理器)211,—存儲單元212,如用于存儲軟件(控制程序)和數(shù)據(jù)的非易失性存 儲器，A/D轉(zhuǎn)換器213和216,以及一柵極驅(qū)動器2n。存儲單元212存儲一數(shù)據(jù)表， 且該數(shù)據(jù)表包括將用于控制開關(guān)式電源電路操作的各種設(shè)置信息，A/D轉(zhuǎn)換器213將作為通過電阻器161獲得的模擬信號的開關(guān)電流檢測信號轉(zhuǎn) 換成數(shù)字信號，并將其輸出至DSP 211。 A/D轉(zhuǎn)換器214將作為通過輸出電壓檢測電 路170獲得的模擬信號的輸出電壓檢測信號轉(zhuǎn)換成數(shù)字信號，并將其輸出至DSP 211。 A/D轉(zhuǎn)換器215將作為通過輸出電流檢測電路200獲得的模擬信號的輸出電流 檢測信號轉(zhuǎn)換成數(shù)字信號，并將其輸出至DSP 211 。 A/D轉(zhuǎn)換器216將作為通過輸入 電壓檢測電路190獲得的模擬信號的輸入電壓檢測信號轉(zhuǎn)換成數(shù)字信號，并將其輸 出至DSP211。DSP211基于至少從開關(guān)電流檢測電路160和輸出電壓檢測電路170輸出的檢測 信號，來進(jìn)行脈沖寬度調(diào)制(PWM),并產(chǎn)生一驅(qū)動信號(PWM信號)。除了檢 測信號之外,DSP2U可基于從輸出電流檢測電路200和輸入電壓檢測電路l卯輸出 的檢測信號和/或從溫度傳感器120輸出的溫度數(shù)據(jù)，通過進(jìn)行脈沖寬度調(diào)制，來產(chǎn) 生該驅(qū)動信號。通過柵極驅(qū)動器167，該驅(qū)動信號被施加到M0SFET31的柵極。接下來，將參考圖19—22來說明圖19所示的開關(guān)式電源電路的操作。圖21是 圖20所示的DSP的控制操作流程圖，圖22是圖19所示的開關(guān)式電源電路的輸出電 流與輸出電壓的特性圖。參考圖21,首先，在歩驟S31中，DSP 211控制驅(qū)動信號中的脈沖寬度，以便 進(jìn)行恒定電壓穩(wěn)定操作，通過該操作，由A/D轉(zhuǎn)換器214的輸出值表示的輸出電壓 是恒定的。而且，在歩驟S32中，DSP 211判斷由A/D轉(zhuǎn)換器213的輸出值表示的 漏極電流是否超出了閾值，并控制驅(qū)動信號中的脈沖寬度，以便進(jìn)行恒定電壓穩(wěn)定 操作，直到漏極電流超出閾值。如圖22中的箭頭(1)所示，當(dāng)輸出電流增加，漏極電流達(dá)到閾值，且漏極電 流超出閾值時，DSP2U保持驅(qū)動信號中的脈沖寬度恒定，并停止恒定電壓穩(wěn)定操作 (步驟S33)。之后，輸出電壓不是恒定的，由于負(fù)載電路(例如，擊打式打印機中的螺線管) 的阻抗條件，隨著輸出電流的增加，輸出電壓逐歩降低，如圖22中的箭頭(2)所 示。甚至當(dāng)輸出電壓降低時，如果輸出電流沒有超出閾值，且輸出電壓不在閾值以 下，則保持次級側(cè)電流，且認(rèn)為該開關(guān)式電源電路在正常操作范圍之內(nèi)。
在步驟S34中，DSP 211判斷在輸出電流超出閾值之后預(yù)定時間是否已經(jīng)過去a 如果在輸出電流超出閾值之后預(yù)定時間沒有過去，則進(jìn)行步驟S35，如果在輸出電流 超出閾值之后預(yù)定時間已過去，則進(jìn)行步驟S36。在歩驟S35中，DSP 211判斷輸出電壓是否在閾值以下。如果輸出電壓不在閾 值以下，則進(jìn)行步驟S32,如果輸出電壓在閾值以下，則進(jìn)行步驟S36。在歩驟S36中，因為M0SFET31可能由于電流應(yīng)力而壞掉，因此DSP211通過 使驅(qū)動信號無效而停止MOSFET31的開關(guān)操作，并切斷流過抗流園的電流，可選擇地，歩驟S34可省略，當(dāng)漏極電流超出閾值時，驅(qū)動信號中的脈沖寬度 可持續(xù)保持恒定，直到輸出電壓降低到閾值以下。而且，在歩驟S34中，DSP 211 可判斷預(yù)定周期內(nèi)初級側(cè)電流超出閾值的次數(shù)是否在可允許的范圍內(nèi)，如果在預(yù)定 周期內(nèi)初級側(cè)電流超出閾值的次數(shù)超出可允許的范圍，則DSP 211可切斷流過抗流 圏的電流a在這一點上，初級側(cè)電流閾值的設(shè)覽信息、次級側(cè)電壓閾值的設(shè)置信息、初級 側(cè)電流超出閾值情況下的可允許范圍的設(shè)覽信息等都被存儲在存儲單元212中的數(shù) 據(jù)表中。此外，存儲單元212在數(shù)據(jù)表中存儲對應(yīng)于多種類型AC輸入電壓(例如，100V、 U5V、 120V等)的多種設(shè)置信息。DSP211根據(jù)由A/D轉(zhuǎn)換器216的輸出值表示的 輸入電壓(整流電路U的整流電壓)，來從多種類型的設(shè)置信息中選擇一種類型的 設(shè)置信息。由此，可獲得適合于AC輸入電壓的輸出特性。而且，除了用于正常操作模式的設(shè)置信息之外，當(dāng)負(fù)載裝置(例如擊打式打印 機等)處于等待模式時，存儲單元212還可存儲包含漏極電流與輸出電壓特性等的 等待模式的設(shè)置信息。在這種情況下，DSP211根據(jù)表示負(fù)載裝置處于正常操作模式 還是等待模式的模式信號，來改變等待模式下的輸出特性(見圖22中的點劃線)。 由此，等待模式下的功耗可被降低。而且，除了用于正常使用環(huán)境的設(shè)置信息之外，在惡劣使用環(huán)境中(如，使用 位置處于高溫下等)，存儲單元212可存儲用于惡劣使用環(huán)境的設(shè)置信息，其包括 漏極電流與輸出電壓的特性等。例如，對應(yīng)于多種類型溫度范圍的多種類型的設(shè)置 信息被存儲在存儲單元212中的數(shù)據(jù)表中。在這種情況下，DSP2U根據(jù)由溫度傳感 器120輸出的溫度數(shù)據(jù)表示的溫度范圍，來改變輸出特性(見圖22中的雙點劃線)。 由此，惡劣使用環(huán)境下的開關(guān)元件故障可被防止。在負(fù)載裝置是擊打式打印機的情況下，存儲單元212可在數(shù)據(jù)表中存儲對應(yīng)于 多種類型印刷語言(例如，F(xiàn)1語、英語等)或擊打式打印機模式的多種類型的設(shè)置 信息。在這種情況下，DSP21i根據(jù)表示印刷語言或擊打式打印機模式的信號，從多 種類型的設(shè)置信息中選擇一種類型的設(shè)置信息。由于負(fù)載特性根據(jù)印刷語言或擊打 式打印機模式而改變，因此，可獲得適合于印刷語言或模式的輸出特性， 在第五和第六實施例中，已經(jīng)作為實例說明了斬波型升壓開關(guān)式電源和PFC電 路，然而，本發(fā)明不局限于此，而是可應(yīng)用于使用抗流翻的各種類型的開關(guān)電源， 如斬波式降壓、斬波式升降壓類型，工業(yè)實用性本發(fā)明可用在將用于電子設(shè)備中的開關(guān)式電源電路中，
權(quán)利要求
1、 一種開關(guān)式電源電路，包括一變壓器，其具有一包括非晶金屬磁性材料的磁芯、纏繞在磁芯周圍的一初級 側(cè)繞組和一次級側(cè)繞組；一開關(guān)元件，其與所述變壓器的初級側(cè)繞組串聯(lián)連接，用于根據(jù)推進(jìn)驅(qū)動信號 而使電流流過所述變壓器的初級側(cè)繞組；一初級側(cè)電流檢測電路，用于檢測流過所述變壓器初級側(cè)繞組的電流；多個電路元件，用于整流和濾波所述變壓器次級側(cè)繞組中產(chǎn)生的電壓，以產(chǎn)生 一輸出電壓；和一控制電路，用于基于至少所述初級側(cè)電流檢測電路的檢測結(jié)果而產(chǎn)生所述驅(qū) 動信號，并限制所述變壓器初級側(cè)繞組中流動電流的周期。
2、 如權(quán)利要求1所述的開關(guān)式電源電路，還包括一次級側(cè)電壓檢測電路，用于檢測由所述多個電路元件產(chǎn)生的輸出電壓；其中，所述控制電路基于所述初級側(cè)電流檢測電路的檢測結(jié)果和所述次級側(cè)電壓檢測電路的檢測結(jié)果而產(chǎn)生所述驅(qū)動信號，并基于所述次級側(cè)電壓檢測電路的檢測結(jié)果而設(shè)置所述驅(qū)動信號中的脈沖寬度的上限。
3、 如權(quán)利要求2所述的開關(guān)式電源電路，其中所述控制電路包括 一檢測電壓產(chǎn)生電路，用于產(chǎn)生檢測電壓，其中基于所述次級側(cè)電壓檢測電路的檢測結(jié)果而設(shè)置上限；一比較器，用于對所述初級側(cè)電流檢測電路產(chǎn)生的檢測電壓與檢測電壓產(chǎn)生電 路產(chǎn)生的檢測電壓進(jìn)行比較，以產(chǎn)生一表示比較結(jié)果的信號；一時鐘信號產(chǎn)生電路，用于產(chǎn)生一時鐘信號；和一脈沖寬度設(shè)置電路，用于通過與所述時鐘信號產(chǎn)生電路產(chǎn)生的時鐘信號同步 地設(shè)置一輸出信號，并與所述比較器產(chǎn)生的信號同歩地重新設(shè)置該輸出信號，來設(shè) 置所述驅(qū)動信號中的脈沖寬度。
4、 如權(quán)利要求1所述的開關(guān)式電源電路，其中當(dāng)基于所述次級側(cè)電壓檢測電 路的檢測結(jié)果，判斷所述變壓器的次級側(cè)處于輕負(fù)載條件下時，所述控制電路降低 所述驅(qū)動信號中的脈沖數(shù)，以使所述開關(guān)元件進(jìn)行間歇操作。
5、 如權(quán)利要求1所述的開關(guān)式電源電路，其中所述開關(guān)元件包括一 N溝道 MOSFET (金屬氧化物半導(dǎo)體場效應(yīng)晶體管)，其具有一與所述變壓器初級測繞組 連接的漏極，和一向其施加所述驅(qū)動信號的柵極；和所述初級側(cè)電流檢測電路包括一雙極型晶體管，該雙極型晶體管具有一基極， 所述MOSFET的漏極向該基極施加電壓，用于進(jìn)行發(fā)射極跟隨器操作，所述初級側(cè) 電流檢測電路通過測量所述MOSFET漏極與源極之間的電壓來檢測流過所述變壓器 初級側(cè)繞組的電流。
6、 如權(quán)利要求1或2所述的開關(guān)式電源電路，其中在所述初級側(cè)電流檢測電 路檢測的電流量超出額定電流的情況下，所述控制電路與時鐘信號同步，設(shè)置所述 驅(qū)動信號中多個連續(xù)脈沖的周期的上限。
7、 一種開關(guān)式電源電路，包括一變壓器，其具有一包括非晶金屬磁性材料的磁芯、纏繞在磁芯周圍的一初級 側(cè)繞組和一次級側(cè)繞組；一開關(guān)元件，其與所述變壓器的初級側(cè)繞組串聯(lián)連接，用于根據(jù)推進(jìn)驅(qū)動信號 而使電流流過所述變壓器的初級側(cè)繞組；一初級側(cè)電流檢測電路，用于檢測流過所述變壓器初級側(cè)繞組的電流；多個電路元件，用于整流和濾波所述變壓器次級側(cè)繞組中產(chǎn)生的電壓，以產(chǎn)生 一輸出電壓；一次級側(cè)電壓檢測電路，用于檢測所述多個電路元件產(chǎn)生的輸出電壓； 一存儲單元，用于存儲一數(shù)據(jù)表，該數(shù)據(jù)表包括至少初級側(cè)電流和次級側(cè)電壓的閾值的設(shè)置信息；禾口一數(shù)字信號處理器，用于查閱存儲在所述存儲單元中的設(shè)置信息，以控制驅(qū)動信號中的脈沖寬度，以使當(dāng)初級側(cè)電流小于閾值時，次級側(cè)電壓恒定，當(dāng)初級側(cè)電流超出閾值時，保持驅(qū)動信號中的脈沖寬度，以及當(dāng)次級側(cè)電壓低于閾值時，停止所述開關(guān)元件的開關(guān)操作。
8、 如權(quán)利要求7所述的開關(guān)式電源電路，其中所述存儲單元還存儲初級側(cè)電 流超出閾值情況下的可允許范圍的設(shè)置信息；和在初級側(cè)電流超出閾值的次數(shù)超出可允許的范圍的情況下，所述數(shù)字信號處理 器停止所述開關(guān)元件的開關(guān)操作。
9、 如權(quán)利要求7所述的開關(guān)式電源電路，還包括一次級側(cè)電流檢測電路，用于檢測流過所述變壓器次級側(cè)繞組的電流；其中，在次級側(cè)電流超出閾值的情況下，所述存儲單元還存儲次級側(cè)電流閾值和可允許范圍的設(shè)置信息；和在次級側(cè)電流超出閾值之后，過去的時間超出可允許的范圍的情況下，所述數(shù)字信號處理器停止所述開關(guān)元件的開關(guān)操作。
10、 如權(quán)利要求7所述的丌關(guān)式電源電路，還包括 一溫度傳感器，用于檢測溫度；其中，所述存儲單元存儲對應(yīng)于多種類型溫度范圍的多種類型的設(shè)置信息；和 所述數(shù)字信號處理器根據(jù)對應(yīng)于由所述溫度傳感器檢測的溫度范圍的設(shè)置信 息，來控制所述開關(guān)元件的開關(guān)操作。
11、如權(quán)利要求7所述的開關(guān)式電源電路，其中所述存儲單元存儲對應(yīng)于正 常操作模式和等待模式的多種類型設(shè)置信息；和所述數(shù)字信號處理器根據(jù)對應(yīng)于表示負(fù)載裝置處于正常操作模式或等待模式的 模式信號的設(shè)置信息，來控制所述開關(guān)元件的開關(guān)操作。
12、 一種開關(guān)式電源電路，包括一抗流圈，其具有一包括非晶金屬磁性材料的磁芯和一纏繞在磁芯周圍的繞組； 一開關(guān)元件，其與所述抗流圈的一端連接，用于根據(jù)推進(jìn)驅(qū)動信號而使電流流 過所述抗流圈；一開關(guān)電流檢測電路，用于檢測所述開關(guān)元件的電流；多個電路元件，用于對所述抗流圈與所述開關(guān)元件間的連接點處產(chǎn)生的電壓進(jìn) 行整流和濾波，以產(chǎn)生一輸出電壓；和一控制電路，用于基于至少所述開關(guān)電流檢測電路的檢測結(jié)果而產(chǎn)生所述驅(qū)動 信號，并限制在所述抗流圈繞組中流動電流的周期。
13、 如權(quán)利要求12所述的開關(guān)式電源電路，還包括 一輸出電壓檢測電路，用于檢測由所述多個電路元件產(chǎn)生的輸出電壓；其中，所述控制電路基于所述開關(guān)電流檢測電路的檢測結(jié)果和所述輸出電壓檢 測電路的檢測結(jié)果而產(chǎn)生所述驅(qū)動信號，并基于所述輸出電壓檢測電路的檢測結(jié)果 而設(shè)置所述驅(qū)動信號中的脈沖寬度的上限。
14、 如權(quán)利要求12所述的開關(guān)式電源電路，其中在所述開關(guān)電流檢測電路檢 測的電流量超出額定電流的情況下，所述控制電路與時鐘信號同步，設(shè)置所述驅(qū)動 信號中多個連續(xù)脈沖的周期的上限。
15、 一種開關(guān)式電源電路，包括一抗流圈，其具有一包括非晶金屬磁性材料的磁芯和一纏繞在磁芯周圍的繞組； 一開關(guān)元件，其與所述抗流圈的一端連接，用于根據(jù)推進(jìn)驅(qū)動信號而使電流流 過所述抗流圈；一開關(guān)電流檢測電路，用于檢測所述開關(guān)元件的電流；多個電路元件，用于對所述抗流圈與所述開關(guān)元件間的連接點處產(chǎn)生的電壓進(jìn) 行整流和濾波，以產(chǎn)生一輸出電壓；一電壓檢測電路，用于檢測由所述多個電路元件產(chǎn)生的輸出電壓；一存儲單元，用于存儲一數(shù)據(jù)表，該數(shù)據(jù)表包括至少所述開關(guān)元件的電流和一 輸出電壓的閾值的設(shè)置信息；禾口一數(shù)字信號處理器，用于查閱存儲在所述存儲單元中的設(shè)置信息，以控制驅(qū)動 信號中的脈沖寬度，以使當(dāng)所述開關(guān)元件的電流小于閾值時，輸出電壓恒定，當(dāng)所 述開關(guān)元件的電流超出閾值時，保持驅(qū)動信號中的脈沖寬度，以及當(dāng)輸出電壓低于 閾值時，停止所述開關(guān)元件的開關(guān)操作。
16、 如權(quán)利要求15所述的開關(guān)式電源電路，其中在所述開關(guān)元件的電流超出閾值的情況下，所述存儲單元還存儲可允許范圍的設(shè)置信息；和在所述開關(guān)元件的電流超出閾值的次數(shù)超出可允許的范圍的情況下，所述數(shù)字 信號處理器停止所述開關(guān)元件的開關(guān)操作。
17、 如權(quán)利要求15所述的開關(guān)式電源電路，還包括 一輸出電流檢測電路，用于檢測所述開關(guān)式電源電路的輸出電流；其中，在輸出電流超出閾值的情況下，所述存儲單元還存儲輸出電流的閾值和 可允許范圍的設(shè)置信息；和在輸出電流超出閾值之后，過去的時間超出可允許的范圍的情況下，所述數(shù)字 信號處理器停止所述開關(guān)元件的開關(guān)操作。
18、 如權(quán)利要求15所述的開關(guān)式電源電路，還包括 一輸入電壓檢測電路，用于檢測所述抗流圈的輸入電壓；其中，所述存儲單元存儲對應(yīng)于多種類型輸入電壓的多種類型設(shè)置信息；和 所述數(shù)字信號處理器根據(jù)對應(yīng)于由所述輸入電壓檢測電路檢測的輸入電壓的設(shè) 置信息，來控制所述開關(guān)元件的開關(guān)操作。
全文摘要
一種開關(guān)式電源電路，其使用比鐵氧體難于磁性飽和的磁性材料作為變壓器或抗流圈的磁芯，并且適當(dāng)?shù)乇Ｗo開關(guān)元件。該電路包括一變壓器20，其具有一由非晶金屬磁性材料制成的磁芯、一初級側(cè)繞組和一次級側(cè)繞組；一開關(guān)元件30，其用于根據(jù)推進(jìn)驅(qū)動信號而使電流流過變壓器的初級側(cè)繞組；一初級側(cè)電流檢測電路40，其用于檢測流過初級側(cè)繞組的電流；多個電路元件，其用于對變壓器次級側(cè)繞組中產(chǎn)生的電壓進(jìn)行整流和濾波，以產(chǎn)生一輸出電壓；和一控制電路70，其用于基于至少初級側(cè)電流檢測電路的檢測結(jié)果而產(chǎn)生驅(qū)動信號，并限制在初級側(cè)繞組中電流流動的周期。
文檔編號H02M3/28GK101147315SQ200680009600
公開日2008年3月19日 申請日期2006年3月22日 優(yōu)先權(quán)日2005年3月22日
發(fā)明者佐藤秀夫, 小林孝弘, 高橋宏明 申請人:沖電源株式會社