專利名稱：高功率因數(shù)三相整流器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種三相整流器，尤其涉及一種與現(xiàn)有的三相整流器相比具有較高功率因數(shù)的三相整流器。
背景技術(shù)：
三相不控整流電路由于其結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，只需在直流側(cè)加上電容C或電感電容LC濾波就能獲得很好的整流特性，因此得到較為廣泛的應(yīng)用。但三相不控整流器輸入電流諧波含量大，對(duì)電網(wǎng)和鄰近用電設(shè)備影響仍較大，難以滿足高功率因數(shù)和電磁兼容性要求。
提高三相整流電路的功率因數(shù)可以采用正弦脈寬調(diào)制PWM整流或功率因數(shù)校正APFC技術(shù)，但采用有源技術(shù)會(huì)帶來成本、可靠性和高頻電磁干擾等問題?；跓o源技術(shù)的三次諧波注入法是另外一種行之有效的減小輸入電流諧波的方法。三次諧波注入法最早在1969年由B.M.Bird提出，由于初期提出的方案要求苛刻，該方法并沒有得到人們的重視，在20世紀(jì)90年代又開始有不少學(xué)者對(duì)其進(jìn)行研究，研究重點(diǎn)主要集中在諧波注入的實(shí)現(xiàn)和注入電流大小的控制。下面舉最具代表性的幾種技術(shù)方案進(jìn)行分析(1)方案1Y/Δ變壓器和大功率電阻方案1的主電路拓?fù)淙鐖D1所示。三次諧波電流通過電阻R1以及Y/Δ變壓器注入交流輸入端，其中注入電流iY的大小和幅值由直流側(cè)共模電壓和電阻R1決定，Y/Δ變壓器副邊空載，將注入電流iY均分分別注入三相輸入端。
(2)方案2LC諧振和模擬電阻電路方案2的電路拓?fù)淙鐖D2所示。S1、S2分別為LC諧振電路和模擬電阻電路。由變壓器和二極管整流橋構(gòu)成的模擬電阻電路可以在變壓器原邊產(chǎn)生與電壓同相位的電流，其作用于方案1種的電阻R1相同。LC諧振電路工作在三次諧振頻率點(diǎn)，濾除高次諧波，使得注入電流幾乎不含三次以外的諧波。
(3)方案3雙向開關(guān)和帶單相PFC的模擬電阻電路方案3的電路拓?fù)淙鐖D3所示，其中圖(a)是主電路，圖(b)是注入諧波整形網(wǎng)路。該方案與以上兩種方案有所不同，三次諧波并非同時(shí)注入三相輸入端，而是通過雙向開關(guān)的通斷，在與該相相連的兩個(gè)二極管都不導(dǎo)通時(shí)，向該相注入三次諧波。由于在注入電路中無LC濾波，注入的諧波電流除三次諧波以外還包含有大量的高次諧波，必須外加Boost PFC進(jìn)行整形。
(4)方案4Y/Δ變壓器和模擬電阻電路方案4的電路拓?fù)淙鐖D4所示，是方案1和方案2的綜合。
上述方案都能降低輸入電流的諧波含量，但是存在一些缺點(diǎn)方案1的缺點(diǎn)Y/Δ變壓器功率較大，體積相應(yīng)增加。使用大功率電阻控制諧波電流的大小，損耗大，注入電流大小幾乎恒定，不能適應(yīng)功率變化場(chǎng)合。由于每個(gè)整流二極管導(dǎo)通三分之一周期，整流輸出電壓為三相線電壓包絡(luò)線，電壓紋波大。
方案2的缺點(diǎn)模擬電阻電路雖然可降低注入回路的損耗，但結(jié)構(gòu)復(fù)雜，且變壓器變比固定，同樣存在注入電流大小幾乎恒定的問題。
方案3的缺點(diǎn)使用雙向可控開關(guān)可以解決使用無源器件體積大的問題，但需添加驅(qū)動(dòng)電路，且模擬電阻電路須輔以Boost PFC電路，電路結(jié)構(gòu)復(fù)雜，可靠性降低。輸出電壓連接與方案1相同，同樣存在輸出電壓紋波大的缺點(diǎn)。
方案4的缺點(diǎn)其結(jié)構(gòu)是方案1和方案2的綜合，同樣存在方案1和方案2的部分缺點(diǎn)。

發(fā)明內(nèi)容
1、技術(shù)問題本發(fā)明要解決的技術(shù)問題是提供一種能克服上述現(xiàn)有電路存在的缺陷，具有輸入電流諧波含量低、功率因數(shù)高、結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、效率高、工作可靠等特點(diǎn)，能減小中大功率變換器對(duì)電網(wǎng)污染的三相整流器。
2、技術(shù)方案為了實(shí)現(xiàn)上述目的，本發(fā)明的技術(shù)解決方案是吸收方案2中使用LC諧振注入體積小、高次諧波含量低的優(yōu)點(diǎn)，在注入電流大小的控制上利用二極管電流不能為負(fù)的特點(diǎn)，控制總的三次諧波電流的大小，并利用電容進(jìn)行分流，使得注入電流以最佳比例注入輸入側(cè)，以達(dá)到使輸入電流諧波含量最小的目的。
本發(fā)明的三相整流器包括由二極管構(gòu)成的三相整流橋，還包括由兩個(gè)限流二極管、兩個(gè)三次諧振電感、五個(gè)三次諧振電容構(gòu)成的三次諧波電流回路，三相整流橋的其中三個(gè)二極管的陰極分別與第一限流二極管的陽極和第四三次諧振電容一端連接，第一限流二極管的陰極通過第一三次諧振電感與第一濾波電容的一端連接，第四三次諧振電容電容另一端與第一濾波電容的另一端連接；三相整流橋的另外三個(gè)二極管的陽極分別與第二限流二極管的陰極和第五三次諧振電容一端連接，第二限流二極管的陽極通過第二諧振電感與第二濾波電容一端連接，第五三次諧振電容另一端與第二濾波電容的另一端連接；第一、第二和第三三次諧振電容的連接點(diǎn)同時(shí)接于第四、第五三次諧振電容和第一、第二濾波電容之間。
第一和第二諧振電感大小相等且電感值為LI，第一至第三三次諧振電容大小相等且電容值為CC，第四和第五三次諧振電容大小相等且電容值為CN。若LI/2＝L，3CC+2CN＝C，則LC工作在三次諧振頻率處，產(chǎn)生三次諧波電流，即9ω2LC＝1，其中_為基波角頻率。兩個(gè)濾波電容大小相等，電容值為CO，且CO遠(yuǎn)大于C，對(duì)三次諧波幾乎不產(chǎn)生影響。兩個(gè)限流二極管(DO1、DO2)起限制注入電流大小的作用，第四和第五電容起分流作用，調(diào)節(jié)注入整流器輸入端的電流大小。
3、有益效果相對(duì)于其他現(xiàn)有的方案，本發(fā)明的功率變換器沒有使用復(fù)雜的模擬電阻電路，結(jié)構(gòu)得到了簡(jiǎn)化，且損耗低。諧波注入電流與負(fù)載成固定比例，可適用于負(fù)載不固定的場(chǎng)合。兩個(gè)諧振電感同時(shí)可起到輸出電壓濾波的作用，輸出電壓紋波低。
四

圖1為方案1的電路拓?fù)涫疽鈭D；圖2為方案2的電路拓?fù)涫疽鈭D；圖3為方案3的電路拓?fù)涫疽鈭D，其中(a)為主電路圖，(b)為注入諧波整形網(wǎng)路；圖4為方案4的電路拓?fù)涫疽鈭D；圖5為本發(fā)明的基于三次諧波注入的高功率因數(shù)三相整流器電路示意圖；圖6為本發(fā)明的整流器的工作波形圖；圖7為THD與k關(guān)系曲線示意圖；圖8為實(shí)際情況下整流器工作波形；圖9為L與THD、cos及PF的關(guān)系示意圖；圖10為IO與THD的關(guān)系示意圖；圖11-15為樣機(jī)試驗(yàn)波形示意圖；圖16為輸出電壓與負(fù)載電阻關(guān)系曲線示意圖；圖17為效率曲線示意圖。
五具體實(shí)施例方式
如圖5所示，本實(shí)施例的高功率因數(shù)三相整流器包括由二極管D1、D2、D3、D4、D5、D6構(gòu)成的三相整流橋，還包括由限流二極管DO1、DO2、三次諧振電感L1、L2、三次諧振電容CA、CB、CC、CN1、CN2構(gòu)成的三次諧波電流回路，二極管D1、D3、D5的陰極分別與第一限流二極管DO1的陽極和第四三次諧振電容CN1一端連接，第一限流二極管DO1的陰極通過第一三次諧振電感L1與第一濾波電容CO1的一端連接，第四三次諧振電容電容CN1另一端與第一濾波電容CO1的另一端連接；二極管D2、D4、D6的陽極分別與第二限流二極管DO2的陰極和第五三次諧振電容CN2一端連接，第二限流二極管DO2的陽極通過第二諧振電感L2與第二濾波電容CO2一端連接，第五三次諧振電容CN2另一端與第二濾波電容CO2的另一端連接；第一、第二和第三三次諧振電容CA、CB、CC的連接點(diǎn)同時(shí)接于第四、第五三次諧振電容CN1、CN2和第一、第二濾波電容CO1、CO2之間。
兩個(gè)三次諧振電感L1、L2大小相等且電感值為LI，三個(gè)三次諧振電容CA、CB、CC大小相等且電容值為CC，第四和第五三次諧振電容CN1、CN2大小相等且電容值為CN。若LI/2＝L，3CC+2CN＝C，則LC工作在三次諧振頻率處，產(chǎn)生三次諧波電流，即9ω2LC＝1，其中_為基波角頻率。兩個(gè)濾波電容CO1、CO2大小相等，電容值為CO，且CO遠(yuǎn)大于C，對(duì)三次諧波幾乎不產(chǎn)生影響。二個(gè)限流二極管DO1、DO2起限制注入電流大小的作用，CN1、CN2起分流作用，調(diào)節(jié)注入整流器輸入端的電流大小。
為了具體分析本實(shí)施例的高功率因數(shù)三相整流器的工作原理，出于分析方便的目的，對(duì)電路作如下假設(shè)1)輸出濾波電容足夠大，輸出電流IO恒定；2)注入諧波電流忽略三次以外的其它諧波；3)認(rèn)為電容CA、CB、CC的電容值非常小，忽略流過其的基波電流；4)電流iCO1、iCO2、iCA、iCB、iCC、iCN1、iCN2滿足式(1)關(guān)系。
iCO1=iCO2=i1/2iCA=iCB=iCC=iC/3iCN1=iCN2=iCN/2---(1)]]>若iI幅值為Im，由于LC滿足三次諧振，理想情形下Im應(yīng)為無窮大，但由于DO1、DO2的限制，IO+iI/2不能小于零，所以Im＝2IO。如圖6所示，iI為與共模電壓(vH+vL)/2同相位的正弦波，即iI＝-2IOcos3ωt。
定義k為諧波注入率，即iC□kiI，則iCN=(1-k)i1iD1=IO-kIOcos3ωiD2=IO+kIOcos3ω---(2)]]>由于三相系統(tǒng)的對(duì)稱性，此處將A相的一個(gè)周期分為四個(gè)階段進(jìn)行分析。
I.
此階段與A相相連的二極管D1導(dǎo)通，iA＝iD1-iCA。
II.[2π/3，π]此階段與A相相連的兩個(gè)二極管都不導(dǎo)通，iA＝-iCA。
III.[π，5π/3]此階段與A相相連的二極管D2導(dǎo)通，iA＝-iD2-iCA。
IV.[5π/3，2π]
此階段與第二階段情形完全相同。
由此可得A相輸入電流iA的表達(dá)式為iA=IO-k3IOcos3ωt,(0≤ωt<23π)2k3IOcos3ωt,(23π≤ωt<π,53π≤ωt<2π)-IO-k3IOcos3ωt(π≤ωt<53π)]]>對(duì)iA進(jìn)行傅立葉分解知其只含零序以外的奇次諧波，且n次諧波的幅值IA(n)為IA(n)=4IOπ[kn9-n2+1n]cosnπ6---(4)]]>由式(4)可以繪出圖7所示的THD與隨k變化的關(guān)系曲線，可見當(dāng)k＝0.75的時(shí)候，THD有最小值，約為5.08％。此時(shí)CA＝CB＝CC＝0.25C，CN1＝CN2＝0.125C。
上述分析是在理想情形下進(jìn)行的，實(shí)際情況下，除k外，其他各參數(shù)也會(huì)對(duì)整流器的特性產(chǎn)生一定的影響，對(duì)于系統(tǒng)中無源器件的選擇，必須綜合考慮性能、體積、成本等各個(gè)方面。
在整流器中，電感L1、L2同時(shí)起到對(duì)輸出電壓濾波和對(duì)注入電流濾波的作用。
由于LC工作在三次諧振頻率點(diǎn)，在沒有DO1、DO2時(shí)，iI幅值很大，IL1、iL2有正有負(fù)。DO1、DO2起整流作用，電感L1、L2起到濾波作用，當(dāng)L較小時(shí)，二極管截止時(shí)間長，iD1、iD2正弦度低，輸入電流諧波含量高。vLO1、vLO2如圖8所示，輸出電壓VO為vLO1-vLO2的直流分量，可見VO略大于傳統(tǒng)三相整器的輸出電壓VO’，隨著電感值的減小，輸出電壓值略有增加。
由于CA、CB、CC直接與輸入主回路相連，在電容中會(huì)產(chǎn)生一個(gè)超前于輸入相電壓90°的基波電流，電流幅值為Vm-CC，隨電容值得增加而增加，其中Vm為輸入相電壓幅值。即隨著電容值增大，輸入相電流與相電壓的之間的相角差□增大。
圖9是L與THD、cos及功率因數(shù)(PF)的關(guān)系曲線，可見L的取值越大，對(duì)整個(gè)系統(tǒng)的性能越有利，然而也會(huì)帶來體積和成本上的弊端，需綜合考慮。
對(duì)于整流器輸出端差模信號(hào)，其輸出濾波電感、電容值分別為4L、CO/2，由于差模信號(hào)中除直流分量外主要為六次諧波，定義d為輸出電壓中六次諧波與濾波前六次諧波之比，則d滿足式(5)。要使得輸出電壓諧波含量較小，則要求d接近于0。
d=1(1-72ω2LCO)2+(24ωL/R)2---(5)]]>CO1、CO2主要起輸出電壓濾波作用，但同時(shí)它們也與三次諧波注入電路串聯(lián)，為保證其對(duì)三次諧波的影響很小，CO必須遠(yuǎn)大于C。
由圖8可見，負(fù)載電流的大小也會(huì)影響二極管DO1、DO2的截止時(shí)間。在其他條件不變時(shí)，當(dāng)IO越小，二極管DO1、DO2截止時(shí)間越長，從而導(dǎo)致輸入電流中的諧波含量也越高。
在實(shí)際電路中，也并非負(fù)載越大，輸入電流質(zhì)量越高，由于線路阻抗RL的限制，iI幅值的最大值為Im(max)=33Vm8πRL---(6)]]>當(dāng)IO＞Im(max)/2時(shí)，隨IO增加，諧波注入率k偏離最佳值，THD隨之增加。
負(fù)載電流的增加同時(shí)會(huì)引起輸入電壓、電流相角差的變化。在空載時(shí)，輸入相電流只含有流過CA、CB、CC的基波電流，所以相電流超前相電壓90°，隨著負(fù)載電流的增加，這個(gè)相角差不斷減小，接近于0。
IO與THD、cos的基本關(guān)系如圖10所示，其中ION為額定負(fù)載電流，可見在很寬的負(fù)載范圍內(nèi)都能獲得較高的功率因數(shù)。
由于整流器線路阻抗會(huì)產(chǎn)生一定的壓降，負(fù)載電流越小，這個(gè)壓降越小，輸出直流電壓越高。在空載時(shí)，整流器相當(dāng)于兩個(gè)三相帶電容濾波的半橋整流器串聯(lián)，輸出電壓為相電壓包絡(luò)線的峰值，即2Vm。
由功率因數(shù)PF的定義知，PF和THD以及電壓電流的相角差有關(guān)，由于THD對(duì)PF的影響較小，以最壞情況(THD＝15％)考慮，則PF＝0.99cos，從而可得CC滿足式(6)關(guān)系。
Cc=2POtg[arccos(1.01PF)]3ηVm2ω---(7)]]>其中η為整流器的效率，PO為輸出功率。根據(jù)前面分析，可知L、C滿足式(7)從而確定L、C的取值。
C=3kCcL=19ω2C---(8)]]>輸出濾波電容CO主要由式(5)確定，由于CO＞＞C，則72ω2LCO＞＞1，72ω2LCO＞＞24ωL/R，CO可近似為CO≈172ω2Ld---(9)]]>圖11-15是本實(shí)施例的不同負(fù)載時(shí)的試驗(yàn)波形(輸入電壓和輸入電流及其頻譜分析)，圖16是輸出電壓曲線，其中RN＝150Ω，為整流器的額定負(fù)載阻抗，可見在負(fù)載變化時(shí)，輸出電壓基本恒定。由于線路存在一定的阻抗，使得輸出電壓實(shí)驗(yàn)結(jié)果比仿真結(jié)果略低，
但仍比傳統(tǒng)三相整流器高5％左右。從圖中的輸入電流諧波分析結(jié)果看，諧波含量較小。圖17是效率曲線，可以看出其效率較高。
以上試驗(yàn)波形說明了本實(shí)施例的整流器具有結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，效率較高，在較大負(fù)載范圍內(nèi)都具有很好的諧波抑制效果，且輸出電壓隨負(fù)載變化很小的優(yōu)點(diǎn)。
權(quán)利要求
1.一種高功率因數(shù)三相整流器，包括由二極管(D1、D2、D3、D4、D5、D6)構(gòu)成的三相整流橋，其特征在于，還包括由限流二極管(DO1、DO2)、三次諧振電感(L1、L2)、三次諧振電容(CA、CB、CC、CN1、CN2)構(gòu)成的三次諧波電流回路，二極管(D1、D3、D5)的陰極分別與第一限流二極管(DO1)的陽極和第四三次諧振電容(CN1)一端連接，第一限流二極管(DO1)的陰極通過第一三次諧振電感(L1)與第一濾波電容(CO1)的一端連接，第四三次諧振電容(CN1)另一端與第一濾波電容(CO1)的另一端連接；二極管(D2、D4、D6)的陽極分別與第二限流二極管(DO2)的陰極和第五三次諧振電容(CN2)一端連接，第二限流二極管(DO2)的陽極通過第二諧振電感(L2)與第二濾波電容(CO2)一端連接，第五三次諧振電容(CN2)另一端與第二濾波電容(CO2)的另一端連接；第一、第二和第三三次諧振電容(CA、CB、CC)的連接點(diǎn)同時(shí)接于第四、第五三次諧振電容(CN1、CN2)和第一、第二濾波電容(CO1、CO2)之間。
2.如權(quán)利要求1所述的高功率因數(shù)三相整流器，其特征在于，三次諧振電感(L1、L2)大小相等，三次諧振電容(CA、CB、CC)大小相等，三次諧振電容(CN1、CN2)大小相等，濾波電容(CO1、CO2)大小相等。
全文摘要
本發(fā)明公開了一種三相整流器，其包括由二極管構(gòu)成的三相整流橋，還包括由兩個(gè)限流二極管、兩個(gè)三次諧振電感、五個(gè)三次諧振電容構(gòu)成的三次諧波電流回路，利用LC諧振注入體積小、高次諧波含量低的優(yōu)點(diǎn)，在注入電流大小的控制上利用二極管電流不能為負(fù)的特點(diǎn)，控制總的三次諧波電流的大小，并利用電容進(jìn)行分流，使得注入電流以最佳比例注入輸入側(cè)，以達(dá)到使輸入電流諧波含量最小的目的。本發(fā)明的功率變換器沒有使用復(fù)雜的模擬電阻電路，結(jié)構(gòu)得到了簡(jiǎn)化，且損耗低。諧波注入電流與負(fù)載成固定比例，可適用于負(fù)載不固定的場(chǎng)合。兩個(gè)諧振電感同時(shí)可起到輸出電壓濾波的作用，輸出電壓紋波低。
文檔編號(hào)H02M1/14GK101022252SQ200610097260
公開日2007年8月22日 申請(qǐng)日期2006年10月26日 優(yōu)先權(quán)日2006年10月26日
發(fā)明者鄧甫華, 謝少軍 申請(qǐng)人:南京航空航天大學(xué)