本發(fā)明屬于天線技術領域，涉及一種高功分比不等分寬帶功分器，具體涉及一種基于三線耦合結構的高功分比寬帶功分器，可用于無線通信中的天線陣列的饋電網(wǎng)絡中。

技術背景

功分器，全稱功率分配器，它可以將一路輸入的信號能量分成相等的或者不等的兩路或者多路輸出信號能量，是雷達和天線陣列饋電網(wǎng)絡必不可少的元器件。隨著寬帶天線技術和相控陣天線技術的不斷發(fā)展，對功分器也提出了更高的要求，帶寬要求更高，功率分配比例更大，尤其是由寬帶天線組成相控陣時，更是要同時滿足高帶寬和高功分比的需求。目前，功分器按路數(shù)可以分為：二路、三路和四路以及通過級聯(lián)實現(xiàn)的多路功分器；按能量分配的比例可以分為：等分功分器和不等分功分器；按傳輸線類型可以分為：波導功分器、帶狀線功分器和微帶功分器。功分器的主要技術參數(shù)為回波損耗、插入損耗和帶寬等。

寬帶功分器實現(xiàn)時主要包括以下方式:(1)采用多級階梯阻抗結構進行阻抗匹配；(2)通過并聯(lián)短路或者開路枝節(jié)實現(xiàn)高寬帶特性；(3)使用具有寬帶特性的傳輸線實現(xiàn)高帶寬特性；但是在保持高寬帶的前提下，設計高功分比的微帶功分器時，會遇到如下難點：實現(xiàn)高功分比功分器時，需要兩枝節(jié)的輸入阻抗有較高的比值，而高阻抗線進行加工時，由于工藝水平的限制導致其線寬無法做到很窄，加工精度難以實現(xiàn)。要克服上述問題，實現(xiàn)所需的高阻抗微帶線主要包括以下方式(1)利用缺陷地結構的高阻抗特性實現(xiàn)高阻抗線；(2)利用平行短路耦合線實現(xiàn)高阻抗線。(3)加入集總元件實現(xiàn)高阻抗線。第一種方式可以實現(xiàn)高寬帶特性，但是由于缺陷地結構缺少完備的設計公式，需要大量的時間進行調(diào)試，而且由于要對地板開槽，結構比較復雜，適用的范圍比較窄。第二種方式可以實現(xiàn)很高的特性阻抗，但是由于耦合線是窄帶結構，不適合設計寬帶功分器。第三種方法因為加入了集總元件，會導致產(chǎn)生較高的插入損耗，而且集總元件的高頻性能比較差，無法推廣用于高頻微波電路的設計。

Shiwei Zhao等人在Proceedings of 2010IEEE International Conference on Ultra-Wideband發(fā)表的《An Unequal Broadband Power Divider Using Composite Right/Left-Handed Transmission Lines》中公開了一種使用復合左右手材料傳輸線寬帶不等分功分器，該功分器包括介質(zhì)基板和印制在其下表面的地板，介質(zhì)基板上面印制有微帶功分電路，包括主枝節(jié)、第一枝節(jié)和第二枝節(jié)，主枝節(jié)包括一條微帶傳輸線，用于與輸入端口相連；第一枝節(jié)包括一條復合左右手傳輸線，用于實現(xiàn)寬帶高阻抗線；第二枝節(jié)包括一條微帶傳輸線，用于與輸出端口相連；所述的第一枝節(jié)和第二枝節(jié)通過T型微帶節(jié)與主枝節(jié)相連。該功分器在1.62GHz到2.75GHz頻帶內(nèi)實現(xiàn)了寬帶不等分功分特性，達到了53％的相對帶寬，并且在整個工作頻帶內(nèi)回波損耗S11性能較好，達到了-20dB。但是存在以下不足：只實現(xiàn)了4:1的功分比，功分比較低；由于大量使用集總元件，結構比較復雜，插入損耗高；集總元件的高頻性能較差，無法推廣用于高頻微波電路的設計。

技術實現(xiàn)要素：

本發(fā)明的目的在于克服上述現(xiàn)有技術存在的缺陷，提出了一種基于三線耦合結構的高功分比寬帶功分器，用于解決現(xiàn)有寬帶功分器功分比低的技術問題。

為實現(xiàn)上述目的，本發(fā)明采用的技術方案為：

基于三線耦合結構的高功分比寬帶功分器，包括介質(zhì)基板1和印制在其下表面的地板2，所述介質(zhì)基板1的上表面印制有微帶功分電路，所述微帶功分電路包括主枝節(jié)3、第一枝節(jié)4和第二枝節(jié)5，其中，所述主枝節(jié)3采用兩節(jié)階梯漸變微帶結構，用于實現(xiàn)與輸入端口的阻抗匹配；所述第一枝節(jié)4包括平行短路三線耦合傳輸線41，該傳輸線41中的三條傳輸線的尾部設置有金屬化過孔6，用于實現(xiàn)寬帶高阻抗特性；第二枝節(jié)5采用三節(jié)階梯漸變微帶結構，用于實現(xiàn)與輸出端口的阻抗匹配，并與第一枝節(jié)4共同調(diào)節(jié)功分比；所述第一枝節(jié)4和第二枝節(jié)5通過T型微帶結與主枝節(jié)3相連。

上述基于三線耦合結構的高功分比寬帶功分器，主枝節(jié)3由相互連接的微帶傳輸線31和λ/4阻抗變換器32組成，其中，λ是電磁波在介質(zhì)基板中的波長。

上述基于三線耦合結構的高功分比寬帶功分器，平行短路三線耦合傳輸線41，其后依次連接有高阻抗匹配單元42、蛇形微帶線43和微帶傳輸線44。

上述基于三線耦合結構的高功分比寬帶功分器，高阻抗匹配單元42，采用蛇形微帶線結構或平行短路三線耦合傳輸線結構。

上述基于三線耦合結構的高功分比寬帶功分器，階梯漸變微帶結構由寬度依次減小的微帶傳輸線51、λ/4阻抗變換器52和微帶傳輸線53組成。

本發(fā)明與現(xiàn)有技術相比，具有如下優(yōu)點：

(1)本發(fā)明第一枝節(jié)采用了平行短路三線耦合傳輸線實現(xiàn)高阻抗線，使第一枝節(jié)和第二枝節(jié)的輸入阻抗符合一個高比值，在無需在地板開槽線、沒有引入集總元件的條件下，實現(xiàn)了高功分比，并且利用了三線耦合的寬帶特性，拓寬了帶寬，與現(xiàn)有技術相比，在保證寬帶的同時簡化了功分器的結構，并提高了功分比，仿真結果表明在相對帶寬達到40％和30％的情況下，分別實現(xiàn)了10：1和20：1的功分比。

(2)本發(fā)明由于主枝節(jié)采用兩節(jié)階梯漸變微帶結構，克服了利用常規(guī)設計方法第二枝節(jié)阻抗變化不連續(xù)所導致的不等分功分器帶寬較窄的缺點，該結構使得第一枝節(jié)微帶線特性阻抗從大到小逐級遞減；第二枝節(jié)微帶線特性阻抗從小到大逐級遞增，減小電磁波在枝節(jié)中傳播時的反射，與現(xiàn)有的設計方法相比，實現(xiàn)了功分器的高帶寬。

附圖說明

圖1是本發(fā)明第一實施例的整體結構示意圖；

圖2是圖1的俯視圖；

圖3是本發(fā)明第一實施例的平行短路三線耦合傳輸線的阻抗曲線圖；

圖4是本發(fā)明不同功分比的S參數(shù)仿真曲線圖；

具體實施方式

以下結合附圖和具體實施例，對本發(fā)明目的、技術方案和技術效果作進一步描述，應該理解此處描述的具體實施例僅用于對本發(fā)明的解釋，不視為對本發(fā)明的限制。

實施例1

參見圖1，本實施例描述的是中心頻率為2.4GHz、功分比為10：1的寬帶功分器，包括介質(zhì)基板1以及在其下表面的地面2，介質(zhì)基板1上表面印制有微帶功分電路，包括主枝節(jié)3、第一枝節(jié)4和第二枝節(jié)5。其中，主枝節(jié)3采用兩節(jié)階梯漸變微帶結構，由相互連接的微帶傳輸線31和λ/4阻抗變換器32組成，其中，λ是電磁波在介質(zhì)基板中的波長，用于實現(xiàn)輸入端口與第一枝節(jié)和第二枝節(jié)的阻抗匹配。主枝節(jié)3通過T型微帶結與第一枝節(jié)4和第二枝節(jié)5相連。第一枝節(jié)4包括平行短路三線耦合傳輸線41，其第二條傳輸線連接其前端結構，并將其第一和第三條傳輸線的頭部并聯(lián)后連接其后端結構，其三條傳輸線的尾部設置有金屬化過孔6，用于實現(xiàn)寬帶高阻抗特性，短路三線耦合傳輸線41后依次連接有高阻抗匹配單元42、蛇形微帶線43和微帶傳輸線44，用于實現(xiàn)平行短路三線耦合傳輸線41與輸出端口的匹配。高阻抗匹配單元42在功分比k²≤10時，為了實現(xiàn)阻抗匹配所需的高阻抗微帶線在目前加工工藝可加工范圍內(nèi)，為了減小電路尺寸，故采取蛇形微帶結構。第二枝節(jié)5包括微帶傳輸線51，用于與平行短路三線耦合傳輸線41共同調(diào)節(jié)功分比，依次連接λ/4阻抗變換器52和微帶傳輸線53，用于實現(xiàn)傳輸線51與輸出端口的阻抗匹配。

參見圖2，本實施例的介質(zhì)基板1優(yōu)選材料為Rogers 5880，其介電常數(shù)ε_r＝2.2，介質(zhì)板厚度h＝1mm，損耗角正切tanδ＝0.0009。微帶傳輸線31的線長為L50，其優(yōu)選值為5mm，線寬為W50，其優(yōu)選值為3.02mm；λ/4阻抗變換器32的線長為L1,其優(yōu)選值為22.5mm線寬為W1，其優(yōu)選值為4.68mm；平行短路三線耦合傳輸線41的線長為Lc，其優(yōu)選值為22.5mm，線寬為Wco，其優(yōu)選值為0.33mm，線距為s，其優(yōu)選值為0.54mm；金屬化過孔直徑優(yōu)選值為0.3mm；高阻抗匹配單元42采取蛇形微帶結構，線長為L2，其優(yōu)選值為22.5mm線寬為W2，其優(yōu)選值為0.2mm；蛇形微帶線43線長為L3，其優(yōu)選值為22.5mm，線寬為W3，其優(yōu)選值為1.09mm；微帶傳輸線44線長為L50，其優(yōu)選值為5mm，線寬為W50，其優(yōu)選值為3.02mm；微帶傳輸線51線長為L4，其優(yōu)選值為22.5mm，線寬為W4，其優(yōu)選值為6.17mm；λ/4阻抗變換器52線長為L5，其優(yōu)選值為22.5mm，線寬為W5，其優(yōu)選值為4.82mm；微帶傳輸線53線長為L50，其優(yōu)選值為5mm，線寬為W50，其優(yōu)選值為3.02mm。

實施例2

本實施例描述的是中心頻率為2.0GHz、功分比為20：1的寬帶功分器，其除高阻抗匹配單元42外，其他結構與實施例1相同，僅對部分參數(shù)進行了調(diào)整。高阻抗匹配單元42在功分比k²>10時，為了實現(xiàn)阻抗匹配所需的高阻抗微帶線使用目前加工工藝無法實現(xiàn)，故采用了平行短路三線耦合傳輸線，其尾部設置有金屬化過孔，其前端連接平行短路三線耦合傳輸線41，其后端連接蛇形微帶線43，其他結構與實施例1相同。

介質(zhì)基板1優(yōu)選材料為Rogers4003，其介電常數(shù)ε_r＝3.55，介質(zhì)板厚度h＝0.813mm，損耗角正切tanδ＝0.0009。微帶傳輸線31的線長為L50，其優(yōu)選值為5mm，線寬為W50，其優(yōu)選值為1.79mm；λ/4阻抗變換器32的線長為L1,其優(yōu)選值為23mm線寬為W1，其優(yōu)選值為2.83mm；平行短路三線耦合傳輸線41的線長為Lc，其優(yōu)選值為23.52mm，線寬為Wco，其優(yōu)選值為0.3mm，線距為s，其優(yōu)選值為0.806mm；金屬化過孔直徑優(yōu)選值為0.2mm；高阻抗匹配單元42采用平行短路三線耦合傳輸線，線長為Lc1，其優(yōu)選值為23.52mm，線寬為Wco1，其優(yōu)選值為0.80mm，線距為s1，其優(yōu)選值為0.302mm；金屬化過孔直徑優(yōu)選值為0.5mm；蛇形微帶線43線長為L3，其優(yōu)選值為23mm，線寬為W3，其優(yōu)選值為0.78mm；微帶傳輸線44線長為L50，其優(yōu)選值為5mm，線寬為W50，其優(yōu)選值為1.79mm；微帶傳輸線51線長為L4，其優(yōu)選值為23mm，線寬為W4，其優(yōu)選值為3.79mm；λ/4阻抗變換器52線長為L5，其優(yōu)選值為21mm，線寬為W5，其優(yōu)選值為2.65mm；微帶傳輸線53線長為L50，其優(yōu)選值為5mm，線寬為W50，其優(yōu)選值為1.79mm。

以下結合仿真實驗，對本發(fā)明的技術效果作進一步說明：

1、仿真條件和內(nèi)容

1.1利用商業(yè)仿真軟件(Advanced Design System ADS ver.2015.01)對實施例1的平行短路三線耦合傳輸線41的特性阻抗在1-4GHz范圍內(nèi)進行了仿真計算，結果如圖3所示。

1.2利用商業(yè)仿真軟件(Advanced Design System ADS ver.2015.01)對實施例1的S參數(shù)在1.6-3.2GHz范圍內(nèi)進行仿真計算，結果如圖4(a)所示。

1.3利用商業(yè)仿真軟件(Advanced Design System ADS ver.2015.01)對實施例2的S參數(shù)在1.4-2.8GHz范圍內(nèi)進行仿真計算，結果如圖4(b)所示。

2.仿真結果

參見圖3，實施例1中的平行短路三線耦合傳輸線在2.45GHz的特性阻抗達到了310Ω，遠超單根微帶線所能達到最高阻抗在120-130Ω的限制，可以用于實現(xiàn)10：1寬帶功分器設計過程中所需的高阻抗線。

參見圖4(a)，實施例1在1.8GHz-3.0GHz頻帶內(nèi)S11＜-20dB，在1.93GHz-2.88GHz頻帶內(nèi)，S31和S21的分別為-10±0.8dB和-0.3±0.2dB，S31-S21＝-10dB，實現(xiàn)了10：1的功分比,相對帶寬為40％。

2、參見圖4(b)，實施例2在1.5GHz-2.5GHz頻帶內(nèi)S11＜-20dB，在1.75GHz-2.35GHz頻帶內(nèi)，S31和S21分別為-13±0.9dB和-0.2±0.1dB，S31-S21＝-13dB，實現(xiàn)了20：1的功分比，相對帶寬為30％。