用于電容傳感器端子位移測量的高分辨率的σ-δ調(diào)制器的制造方法
【專利摘要】一種單個板的電容傳感器包括共用公用板的傳感器電容器和參考電容器。電容/數(shù)字的Σ-Δ調(diào)制器向傳感器電容器和參考電容器提供分離的傳感器激勵信號和參考激勵信號，以提供高分辨率檢測?？删幊痰谋嚷识攘考铍妷汉瓦m應性激勵電壓源可以用于增強調(diào)制器性能。
【專利說明】
用于電容傳感器端子位移測量的高分辨率的Σ-Δ調(diào)制器
技術領域
[0001] 本發(fā)明涉及電容式傳感器和傳感器的可變電容到數(shù)字值的轉換。
【背景技術】
[0002] 已經(jīng)發(fā)現(xiàn)電容傳感器具有廣泛的應用。電容傳感器用于感測壓力、加速度、流量、 濕度、接近度、角度、旋轉以及人機界面感測應用。例如，電容傳感器用于壓差測量以及絕對 壓力測量。
[0003] 由電容傳感器產(chǎn)生的可變電容必須被轉換為可以被處理以產(chǎn)生測量輸出的電信 號。在許多情況下，期望產(chǎn)生表示可變電容的數(shù)字值的電信號，從而通過數(shù)字電路而非模擬 電路來完成進一步的信號處理。
[0004] 使用Σ-Δ調(diào)制器的電容/數(shù)字的（C/D)轉換器已經(jīng)與電容傳感器結合使用。一 個示例是用于C/D轉換Σ-△調(diào)制器與電容壓力傳感器結合使用。

【發(fā)明內(nèi)容】

[0005] 在一個實施例中，傳感器電路包括端子位移電容傳感器和電容/數(shù)字（C/D) Σ - Δ 調(diào)制器。電容傳感器包括傳感器電容器和參考電容器。第一端子連接到傳感器電容器，第 二端子連接到參考電容器，并且公用端子連接到傳感器電容器和參考電容器二者。Σ-Δ調(diào) 制器包括積分器、量化器和激勵信號發(fā)生器。積分器具有連接到電容傳感器的公用端子的 輸入端并且具有連接到量化器的輸出端。量化器的輸出是脈沖代碼調(diào)制輸出信號，該脈沖 代碼調(diào)制輸出信號是傳感器電容器的電容和參考電容器的電容的函數(shù)。激勵信號發(fā)生器將 傳感器激勵信號提供到電容傳感器的第一端子并且將參考激勵信號提供到電容傳感器的 Λ-Λ---上山 弟>棲子。
【附圖說明】
[0006] 圖1Α和1Β圖示了連接到C/D轉換器的Σ-Δ調(diào)制器的端子位移電容傳感器的可 替換的激勵方案。
[0007] 圖2是使用圖1Α示出的激勵的傳感器系統(tǒng)的示意圖，該系統(tǒng)包括端子位移電容傳 感器和一階兩相Σ-Δ調(diào)制器，其中單個的激勵兩相信號被提供到電容傳感器的公用板端 子。
[0008] 圖3Α和3Β示出了用于圖2的電容傳感器中的歸一化寄生電容的兩個不同值的傳 遞函數(shù)動態(tài)范圍和傳遞函數(shù)敏感度。
[0009] 圖4Α和4Β示出了圖2示出的傳感器處和Σ-Δ調(diào)制器的參考輸入引腳處的尖峰 信號電壓波形。
[0010] 圖5是使用圖1Β示出的激勵用于測量的一階兩相Σ - Δ調(diào)制器電 路的不意圖，其中P是歸一化參考電谷并且iS.sgMC?是歸一化傳感器電谷。
[0011] 圖6A和6B分別是圖2和5的電路的調(diào)制器傳遞函數(shù)和調(diào)制器敏感度的曲線圖， 其中歸一化寄生電容等于0。
[0012] 圖7A和7B分別是圖2和5的電路的調(diào)制器傳遞函數(shù)和調(diào)制器敏感度的曲線圖， 其中中歸一化寄生電容等于0. 5。
[0013] 圖8是示出測量電容比的二階兩相調(diào)制器電路的示意圖。
[0014] 圖9A-9C示出了在三個不同的歸一化絕對壓強值下圖8的電路的第一級積分器的 輸出端處的波形。
[0015] 圖10A-10C示出了到圖8的Σ-Δ調(diào)制器的第一級積分器的公用輸入引腳處的尖 峰信號波形。
[0016] 圖11示出了在兩個不同的(!：RtF值的情況下測量Σ-Δ調(diào)制器 的傳遞函數(shù)曲線圖。
[0017] 圖12是用于測量0e/0SA的一階兩相Σ-Δ調(diào)制器電路的示意圖。
[0018] 圖13是與圖12的調(diào)制器電路結合使用的可編程比率度量激勵電壓發(fā)生器的示意 圖。
[0019] 圖14是示出測量0reF/0sensor的Σ-Δ調(diào)制器的函數(shù)曲線與測量匕/亡從的 Σ-Δ調(diào)制器的函數(shù)曲線的對比的傳遞函數(shù)曲線圖。
[0020] 圖15是當調(diào)制器的量化器的輸出y是y = 0和當y = l時，輸入到圖12的Σ-Δ 調(diào)制器的公用輸入引腳處的尖峰信號電壓比曲線圖。
[0021] 圖16是用于測量Oe/OsA的二階兩相Σ-Δ調(diào)制器電路的示意圖。
[0022] 圖17A-17C示出了圖16的Σ-Δ調(diào)制器的第一級積分器的波形。
[0023] 圖18是示出類似于圖16的電路但是還包括適應性激勵電壓控制器的二階兩相 Σ-Δ調(diào)制器電路的框圖。
[0024] 圖19A和19B每個都示出了圖18的調(diào)制器電路的第一級積分器在兩組不同的激 勵電壓下的輸出波形，其中圖19A表示一個壓力并且圖19B表示另一個壓力。
【具體實施方式】
[0025] 介紹傳感器電路10 (圖1A)
[0026] 圖1A和1B示出了用于單個的板端子位移電容傳感器的兩種可替換的電容/數(shù)字 (C/D)的激勵方案。端子位移電容傳感器是其中形成傳感器的板之間的間隔改變與感測的 參數(shù)相關的傳感器。因而，傳感器的電容的改變與被感測的參數(shù)相關。圖1A示出傳感器電 路10,傳感器電路10包括電容傳感器12和電容/數(shù)字（C/D) Σ-Δ調(diào)制器14。傳感器12 包括傳感器電容器CS和參考電容器CR，二者共用公用板。傳感器12具有三個端子，公用 板端子CP、傳感器板端子SP和參考板端子RP。端子SP和RP連接到調(diào)制器14的輸入端。 公用板端子CP接收單個兩相激勵信號V_，它激勵傳感器電容器CS和參考電容器CR兩者。 調(diào)制器14產(chǎn)生脈沖代碼調(diào)制輸出信號PCM和激勵信號V_。
[0027] 傳感器電路10產(chǎn)生數(shù)字化信號（輸出信號PCM)，可以根據(jù)該數(shù)字化信號確定傳感 器電容器CS的電容。當需要高分辨率壓力測量時，已經(jīng)發(fā)現(xiàn)由調(diào)制器14產(chǎn)生的數(shù)字化信 號在數(shù)個特性方面不足。
[0028] 第一，數(shù)字化信號與壓力是非線性的。這使信號補償復雜化并且使得分辨率性能 依賴于施加的壓力。
[0029] 第二，數(shù)字化信號導致模擬數(shù)字（A/D)轉換器的低利用范圍。由于對于輸入傳感 器12的壓力輸入調(diào)制器14的輸出端敏感度低，這造成差的分辨率。敏感度最低接近于傳 感器12的零壓力輸入狀態(tài)。
[0030] 第三，激勵信號具有較低的信號電平。這有助于較差的分辨率，因為驅(qū)動傳感器信 號與傳感器電路10中的固有熱噪聲相比相對低。
[0031] 傳感器12的一些應用，諸如雙絕對壓差感測，要求高分辨率信號檢測。在那些應 用中，電路10不是最優(yōu)的。
[0032] 將參照圖2、3A、3B、4A和4B更詳細地描述傳感器電路10。
[0033] 介紹一傳感器電路20 (圖1B)
[0034] 圖1B示出傳感器電路20，傳感器電路20包括單個板端子位移電容傳感器22和C/ D的Σ-Δ調(diào)制器24。電容傳感器22類似于電容傳感器12。傳感器22包括傳感器電容器 CS和參考電容器CR，其中公用板端子CP連接到C/D電路24的輸入端。傳感器板端子SP 接收傳感器激勵信號V__sen，并且參考板端子RP接收參考激勵信號Vexqef。調(diào)制器24產(chǎn)生 脈沖代碼調(diào)制輸出信號PCM，以及傳感器激勵信號_和參考激勵信號V 。
[0035] 傳感器電路20提供比傳感器電路10高的分辨率。它解決了上述傳感器電路10 的數(shù)字化信號的不足。
[0036] 將討論在圖1B中大體圖示的傳感器電路20的5個不同的實施例。圖5-7B描述 了使用一階兩相Σ-Δ調(diào)制器的傳感器電路20A。圖8-11描述了傳感器電路20B，它使用 二階兩相Σ-Δ調(diào)制器。圖12-15描述了傳感器電路20C，傳感器電路20C使用包括可編程 比率度量的激勵電壓發(fā)生器的一階兩相調(diào)制器。圖16-17C圖示了傳感器電路20D，傳感器 電路20D使用具有可編程比率度量的激勵電壓發(fā)生器的二階兩相Σ-Δ調(diào)制器。圖18-19B 示出了傳感器電路20E，傳感器電路20E使用包括適應性激勵電壓控制和可編程比率度量 的激勵電壓發(fā)生器的二階兩相Σ-Δ調(diào)制器。
[0037] 電容傳感器12和22
[0038] 電容傳感器12和22是可以用于例如提供絕對壓力（AP)測量的單個板端子位移 傳感器。傳感器12、22包括（具有電容C SE_的）傳感器電容器CS和（具有電容C REF的） 參考電容器CR。傳感器電容器CS和參考電容器CR共用公用板端子CP。傳感器電容CSENSQR 可以被建模為：
[0039]
[0040] 其中，CSA是有源感測電容，CP是寄生電容，.?是具有[0，1]的動態(tài)范圍的歸一化 絕對壓力，α是歸一化彈性常數(shù)。
[0041] 表格1列出了 α =0.6時傳感器12、22的示例性歸一化電容參數(shù)，并且電容歸一 化為C。，其中C。是^二Q:時的有源感測電容，(^是&二1時的有源感測電容。
[0042] 表格1 :已有的傳感器的示例件參數(shù)，其中α = 〇. 6
[0043]
[0044] Εα. 1可以改寫為:
[0045]
[0046] 傳感器電路10 (圖1Α和2-4Β)
[0047] 圖2示出了已有的傳感器電路10的基本構造。傳感器電路10包括參照圖1Α所 述的電容傳感器12和C/D Σ - Δ調(diào)制器14。調(diào)制器14包括積分器30、量化器32和激勵信 號發(fā)生器34。積分器30是第一級積分器，并且包括運算放大器（op amp)36、開關38、40、 42、44、46、48和50、自動調(diào)零電容器CZ和反饋電容器CF1。量化器32包括比較器52和鎖 存器54。激勵信號發(fā)生器34包括開關56和58。圖2還示出了產(chǎn)生調(diào)制器14的兩相操作 的時鐘信號φ?和年2,調(diào)制器14使用三個電壓電平，VP、VMID和VN。VMID是VDDA和VSSA 之間的電壓居中值。
[0048] 在積分器30中，當鎖存器54的輸出y是"1"或高電平時，開關38和44被關閉， 并且當鎖存器54的輸出 γ是"1"或高電平時，開關40和42被關閉。當φ?是高電平時開關 48和50被關閉，并且當φ2是高電平時開關46被關閉。量化器32的鎖存器54接收φ?作 為時鐘輸入。鎖存器54在(pi的前沿處被觸發(fā)。
[0049] 通過將電壓VP和VN交替地施加到傳感器12的公用板端子CP激勵信號發(fā)生器34 產(chǎn)生激勵信號V ex。。當ycpl或?φ2是高電平時，開關56被關閉（向端子CP提供VP)。當 ytpl或ycp2是高電平時，開關58被關閉（向端子CP提供VN)。
[0050] 在該構造中，感測電容器CS和參考電容器CR的公用板端子CP連接到由調(diào)制器14 的激勵信號發(fā)生器34生成的激勵信號V_。連接到傳感器電容器CS和參考電容器CR的對 應的輸入端子被指示為SP和RP。積分器30中的電荷平衡過程通過量化器的輸出y控制。
[0051] 用N。表示與y = 0相關的積分器操作的數(shù)量，N i表示與y = 1相關的積分器操作 的數(shù)量，并且N = Ν。-％，電荷平衡方程可以被確定為：
[0052] Ν〇 · Δ VEX · Cs-Ni · Δ VEX · CREF^ 0 (Eq. 2)
[0053] 其中Δ VEX是傳感器激勵信號的大小，
[0054] AVex=VP-VN (Eq. 3)
[0055] VP和VN是直流電壓源。電荷平衡方程（Eq. 2)導致以下Eq4示出的測量關系式， 其中η是C/DX-A調(diào)制器14的輸出。τι表示傳感器電路10的傳遞函數(shù)（TF)。τι是電 容器CS和CR的函數(shù)并且提供對傳感器12的狀態(tài)的近似估計。就PCM信號而言，τι被限 定為n = (K-NJ/N。τι的涉及傳感器電容器的所有公式都是近似的。如果N很大，則方 程4是很好的近似。
[0056]
[0057] (1)傳涕函數(shù)線件
[0058] 通過將公式（Eq. 1)代入（Eq. 4)中，得出以下傳遞函數(shù)（TF):
[0059]
[0060] (Eq. 5)是歸一化壓力的非線性函數(shù)。
[0061] (2)傳遞函數(shù)動杰范圍
[0062] 對于α = 〇. 6并且的情況，通過將歸一化參考電容選定為，傳 遞函數(shù)動態(tài)范圍被最大化并且集中。動態(tài)范圍是[-0.2252,0.2252]。對應的TF曲線在圖 3A中被示出為較細的線。對于α =0.6并且匕二的情況，通過將歸一化參考電容選定 為（、&二1121，傳遞函數(shù)動態(tài)范圍被最大化并且集中。動態(tài)范圍是[_0. 1716,0. 1716]。 對應的TF曲線在圖3Α中被示出為較粗的線。當歸一化寄生電容之:等于或超過0. 5時，傳 遞函數(shù)動態(tài)范圍變得窄得多。
[0063] (3)傳涕函數(shù)敏感度
[0064] 傳遞函數(shù)敏感度被限定為
[0065]
[0066] 圖3Β示出了 α = 〇. 6時的傳感器電路10的敏感度曲線圖。較細的線是時 的情況。敏感度變化范圍是[0·286,0· 708]。較粗的線是'0.5時的情況，敏感度變化范 圍是[0. 195,0. 602]。當歸一化寄生電容等于或超過0. 5時，傳遞函數(shù)敏感度變得低得 多。
[0067] (4)激勵電平
[0068] 在傳感器電路10中，激勵數(shù)值被設計為0. 5*VDDA。輸入引腳SP和RP處的尖峰信 號電壓波形如圖4A和4B所示，其中在VDDA是模擬電源電壓的情況下，VSSA = 0伏特是模 擬接地，VMID = VDDA/2是參考電壓。為改善信噪比（S/N)的信號，典型的方法是增加傳感 器激勵數(shù)值。不幸地，對于傳感器電路10,用于增加激勵數(shù)值的空間收到限制。這是因為如 果端子SP和RP處的尖峰信號電壓超過電源電壓軌道（VDDA和VSSA)，則尖峰信號電壓可能 引入漏電效應并且，因此，測量精確度將退化。
[0069] 傳感器電路20A (圖5-7C)
[0070] 圖5示出了提出的傳感器電路的基本構造。圖5示出了傳感器電路20A，該傳感器 電路是圖1B示出的傳感器電路20的基本構造。傳感器電路20A包括電容傳感器22A和一 階C/D2-A調(diào)制器24A。
[0071] 調(diào)制器24A包括積分器60、量化器62和激勵信號發(fā)生器64。積分器60是第一級 積分器，并且包括運算放大器66、開關68、70和72、自動調(diào)零電容器CZ和反饋電容器CF1。 量化器62包括比較器74和鎖存器76。激勵信號發(fā)生器64包括開關78、80、82和84。圖 5還示出了時鐘信號φ?和φ2。
[0072] 在積分器60中，當f l是高電平時開關70和72被關閉，并且當(p2是高電平時開關 68被關閉。φ?提供時鐘輸入給量化器62的鎖存器76。
[0073] 激勵信號發(fā)生器64向電容傳感器22Α的SP端子提供激勵信號VeXC_ Sen并且向 傳感器22A的端子RP提供激勵信號VexC_ref。當?和φ2:二者都是高電平時，開關78被關 閉。當y或φ?任一個是高電平時，開關80被關閉。當φ?高時開關82被關閉，并且當φ2是 高電平時開關84被關閉。
[0074] 在該電路構造中，電容傳感器22Α的傳感器電容器CS和參考電容器CR形成為電 容橋。橋的公用板端子CP連接到積分器60的輸入端。調(diào)制器24Α生成兩個激勵信號，Vexc_ sen和Vexc_ref。信號Vexc_sen用于傳感器電容器CS激勵。信號Vexc_ref用于參考電 容器CR激勵。
[0075] 基于圖5中標記的開關控制邏輯，激勵電壓可以表示為：
[0076]
[0077] AVexc_ref=-AVEX (Eq.8)
[0078] 其中
[0079] AVEX=VP-VN (Eq. 9)
[0080] 結果，從傳感器橋傳送到積分器的輸入節(jié)點的凈電荷是
[0081]
[0082] 用N。表示為y = 0的積分器操作的數(shù)量，用N i表示為y = 1的積分器操作的數(shù) 量，則電荷平衡方程被確定為：
[0083] Ν〇 · Δ VEX · (CSENS0R~CREF) _Nj · VEX · CREF^ 0 (Eq. 11)
[0084] 注意N = Να+K，其可以簡化為
[0085] N〇 · Δ VEX · Csensor~N · VEX · CREF^ 0 (Eq. 12)
[0086] 該方程導致以下測量關系式，
[0087]
[0088] 我們認為該方程是CREF/CSENS(]R的線性函數(shù)。因此，提出的傳感器電路20A適于測量 參考電容器CR與傳感器電容器CS的電容比。
[0089] 傳感器電路20A與傳感器電路10的對比
[0090] 在兩種情況下對比傳感器電路20A和傳感器電路10 :
[0091] 情況 1 : α = 〇· 6,情況 2 : α = 〇· 6,匕二〇.:5。
[0092] 情況 1: α = 〇· 6,
[0093] (1)傳涕函數(shù)的線件
[0094] 在這種情況下，歸一化傳感器電容的公式（Eq. 1改寫）被理解為：
[0095]
[0096] 測量關系式（Eq. 13)得出以下傳遞函數(shù)
[0097]
[0098] 這是歸一化壓力下的線性函數(shù)。
[0099] (2)傳涕函數(shù)的動杰范闈
[0100] 通過將歸一化參考電容器選定為
[0101] _
^
[0102] 所提出的具有集中動態(tài)范圍的電路的傳遞函數(shù)是
[0103]
[0104] 圖6A示出了 TF曲線圖。傳感器電路20A的TF動態(tài)范圍是[-0.4286,0. 4286]，并 且傳感器電路10的TF動態(tài)范圍是[-0.2252,0. 2252]。TF動態(tài)范圍的寬度增加了 1.9倍。
[0105] (3)傳涕函數(shù)敏感度
[0106] 圖6B示出了敏感度示意圖。對于傳感器電路20A，敏感度是0.8571的常數(shù)。對于 傳感器電路10,敏感度變化范圍是[0. 2858,0. 7079]。在零AP下與傳感器電路10比較，傳 感器電路20A的敏感度增加了 3. 0倍。
[0107] (4)最大激勵數(shù)倌
[0108] 總的來說，期望在結合焊盤（特別是CP)上避免超出VSSA、VDDA軌外的電壓尖峰 信號。過大的電壓尖峰信號的結果是擾亂例如Eql2的電荷平衡方程的電荷泄漏。這對于 激勵電壓的數(shù)值設置了實際限制。
[0109] 在傳感器電路20A中，輸入引腳CP處最大的尖峰信號電壓在y = 0的操作期間出 現(xiàn)，同時歸一化壓力達到么=1.0。對應尖峰信號電壓相對于VMID被估算為（5/9) * Δ νΕΧ。這 意味著，如果激勵數(shù)值升至0. 9*VDDA，則尖峰信號電壓相對于VMID接近0. 5*VDDA。因此， 在提出的電路中激勵電壓的最大值可以到達〇. 9*VDDA。與傳感器電路10(0. 5*VDDA)相比， 激勵信號的數(shù)值增加了 1.8倍。
[0110] 情況 2 : α = 〇· 6, ^=0,5
[0111] (1)傳涕函數(shù)線件
[0112] 在這種情況下，傳感器電容的公式被理解為公式（Eq. 1)。測量關系式（Eq. 13)導 致以下傳遞函數(shù)。
[0113]
[0114] 由于非零寄生電容，因而傳遞函數(shù)不再是歸一化壓力的線性函數(shù)。
[0115] 將歸一化參考電容器選定為
[0116]
[0117] 傳遞函數(shù)的動態(tài)范圍被集中，并且對應的傳遞函數(shù)可以被寫為：
[0118]
[0119] 圖7A示出了傳遞函數(shù)曲線圖。傳感器電路20A的TF線性相對于傳感器電路10 被極大改進。
[0120] (2)傳涕函數(shù)動杰范闈
[0121] 圖7A示出了傳感器電路20A具有[-0. 3333,0. 3333]的TF動態(tài)范圍。與電路10 的TF動態(tài)范圍[-0. 1716,0. 1716]相比，TF動態(tài)范圍的寬度增加了 1.94倍。
[0122] (3)傳涕函數(shù)敏感度
[0123] 圖7B示出了敏感度示意圖。在傳感器電路20A的敏感度曲線圖中，敏感度不再是 常數(shù)，并且變化范圍是[0. 5343,0. 8313]。在傳感器電路10的敏感度曲線圖中，敏感度范圍 是[0. 2858,0. 7079]。在零絕對壓力下與傳感器電路10比較，傳感器電路20A的敏感度增 加了 1.87倍。
[0124] (4)激勵電壓電平
[0125] 在傳感器電路20A中，輸入端CP處最大的尖峰信號電壓在y = 0的操作期間出 現(xiàn)，同時歸一化壓力達到與VMID相關的對應尖峰信號電壓被估算為（1/2) * △ VEX。 這意味著如果激勵數(shù)值升至1. 〇*VDDA，則輸入端CP處的尖峰信號電壓相對于VMID接近 0. 5*VDDA。因此，激勵信號的最大值可以到達1. 0*VDDA。與傳感器電路10(0. 5*VDDA)相 比，激勵信號的數(shù)值增加了 2. 0倍。
[0126] 傳感器電路20B (圖8-11)
[0127] 圖8示出了傳感器電路20B，其特征是用于測量電容比CREF/CSENSQR的二階Σ-Δ調(diào) 制器。傳感器電路20B具有與傳感器電路20A相同的傳遞函數(shù)（TF)。圖6和7適用于傳感 器電路20B以及傳感器電路20A。
[0128] 在傳感器電路20B中，已經(jīng)基于圖5所示的傳感器電路20A進行了一些改進。第 一，增加了第二級積分器以抑制量化噪聲。第二，兩個自動調(diào)零電容器，CZ0和CZ1，布置在 第一級積分器中的CDS電路（相聯(lián)系的雙采樣電路）中，其中CZ0用作對y = 0的積分的 自動調(diào)零電容器，CZ1用作對y = 1的積分的自動調(diào)零電容器。第一級積分器中的⑶S電 路不僅提供對放大器偏離、Ι/f噪聲的抑制，CDS電路還提供了對于放大器有限增益誤差的 更好補償。
[0129] 傳感器電路20B包括電容傳感器22B和C/D Σ - Δ調(diào)制器24B。傳感器22B分別類 似于圖1B和5示出的電容傳感器22和22A。傳感器22B包括傳感器電容器CS，參考傳感 器CR和端子CP、SP和RP。
[0130] 調(diào)制器24B包括第一級積分器90、第二級積分器92、量化器94和激勵信號發(fā)生器 96。第一級積分器90從傳感器22B的端子CP接收輸入。第一級積分器90包括運算放大 器100、開關102、104、106、108、110和111、自動調(diào)零電容器CZ0和CZ1和反饋電容器CF1。
[0131] 第二級積分器92的輸入端連接到第一級積分器90的運算放大器100的輸出端。 第二級積分器92包括運算放大器112、開關114、116、118、120、122、124和126、電容器CA 和CB、自動調(diào)零電容器CZ2和反饋電容器CF2。
[0132] 第二級積分器92的輸出端連接到量化器94的輸入端，量化器94包括比較器128 和鎖存器130。φ?時鐘信號是鎖存器130的時鐘輸入。鎖存器130的輸出是y和?。y輸 出還用作調(diào)制器24B的脈沖代碼調(diào)制PCM輸出。
[0133] 激勵信號發(fā)生器96類似于圖5示出的激勵信號發(fā)生器64。激勵信號發(fā)生器96將 電壓VP和VN交替地施加到電容傳感器22B的SP和RP輸入端。激勵信號發(fā)生器96包括 開關 132、134、136 和 138。
[0134] 調(diào)制器24B使用時鐘信號φ?和φ2以提供兩相操作。時鐘信號φ?和φ2的波形在 圖8中未示出，但是與圖5示出的波形相同。
[0135] 已經(jīng)對在圖8所示的電路上的晶體管水平進行了模擬。在該模擬中，電源電壓是 VDDA = 2. 4V，參考電壓是VMID = 1. 2V。選擇的激勵電壓源是VP = 2. 4V，VN = 0V。傳感 器裝置參數(shù)設定為卜=1，0ρ=〇.5和α =0.6。本文報道了歸一化絕對壓力|\=〇、 5/9、1. 0的模擬結果。表2中列出了歸一化有源感測電容、歸一化寄生電容和歸一化參考電 容的對應的值。預期的傳遞函數(shù)（TF)值是使用Eq20計算的η。
[0136] 表格2:模擬中的輸入電容
[0137]
[0138] 第一級積分器的輸出端處的波形如圖9A-9C所示。應注意，圖8示出的積分器90、 92是相反的類型。這意味著，正（負）電荷從傳感器橋（電容傳感器22Β)到積分器90的 輸入節(jié)點的轉移將引起積分器90輸出端處的負（正）電壓階躍。
[0139] 的情形
[0140] 圖9A示出了通過y = 1(向上階躍）的兩個積分器操作平衡y = 0(向下階躍） 的四個積分器操作的波形。換句話說，根據(jù)整個六個積分周期內(nèi)的波形，四個積分是正并 且兩個積分是負；然后重復該循環(huán)。％=2，1'1 1=4和~ = 6。這意味著11 = (?^。-1'11)/^ = (2-4)/6 = -1/3。
[0141]情況：4=5/9
[0142] 圖9B示出了通過y = 1(向上階躍）的兩個積分器操作平衡y = 0(向下階躍） 的兩個積分器操作的波形。這意味著η = 〇。
[0143] 匕二〇的情形
[0144] 圖9C示出了通過y = 1(向上階躍）的四個積分器操作平衡y = 0(向下階躍） 的兩個積分器操作的波形。這意味著η = 1/3。
[0145] 尖峰信號波形研究
[0146] 圖10A-10C示出了輸入引腳CP處的模擬尖峰信號波形。表格3記錄了相對于VMID 的尖峰信號電壓。在該模擬中，激勵電壓的數(shù)值被設置為AV_ _= AV__raf=VDDA。該 模擬示出，如果歸一化壓力達到匕=1.0輸入引腳CP處最大的尖峰信號電壓在y = 0的操作 期間發(fā)生。最大的尖峰信號電壓是1. 05V，低于VDDA/2 = 1. 2V的一半。該模擬結果示出， 提出的電路可以將激勵電平抬升到與VDDA相同的電平。
[0147] 表格3 :輸入引膚P CP處的樽擬尖峰信號申〖壓
[0148]
[0149] 本公開描述了如圖1B、5和8示出的新電路架構。在這些新電路架構中的調(diào)制器 24A和24B與由傳感器電容器CS和參考電容器CR形成的電容橋的公用板CP形成界面連 接。激勵信號的數(shù)值可以升高至與VDDA相同的電平，結果改善了信噪比。此外，與傳感器 電路10相比，傳感器電路20A、20B中的調(diào)制器24A、24B被設計為用于測量參考電容器與傳 感器電容器的比。結果，傳感器電路20A、20B提供了改進的傳遞函數(shù)線性，較寬的傳遞函數(shù) 動態(tài)范圍和更高的測量敏感度。所有的這些特征對于高分辨率測量是極重要的。
[0150] 在圖5和8中，描述了用于測量電容比CREF/CSE_的Σ-Δ調(diào)制器。調(diào)制器電路的 測量關系式是
[0151]
[0152] 其中:是歸一化參考電容器，并且€SENS〇R是歸一化感測電容器。感測電容包 括兩個部分，有源感測電容C SA和并聯(lián)寄生電容C P。
[0153]
[0154] 歸一化有源感測電容可以被建模為：
[0155]
[0156] 其中，愚的是具有動態(tài)范圍為[0, 1]的歸一化絕對壓力，α是歸一化彈性常數(shù)。
[0157] 傳感器電路20Α和20Β優(yōu)點在于改進的轉移（TF)函數(shù)線性、較寬的傳遞函數(shù)（TF) 動態(tài)范圍、更高的測量敏感度和更高的激勵電壓。所有的這些特征對于高分辨率測量是極 重要的。
[0158] 仍然期望進一步改進絕對壓力測量應用。對于圖5和8中描述的電路，設定參考 電容器Cref的值可以被指定為引起傳遞函數(shù)集中的值。當不可能以這種方式指定Cref的 值時，圖12和16中示出的增強布置可以用于實現(xiàn)直線化和集中。
[0159] (1)寄牛電容補償
[0160] 在非零并聯(lián)寄生電容的情形中，傳遞函數(shù)是歸一化壓力的非線性函數(shù)。這可以 通過將公式（Eq. 23)代入測量關系式（Eq. 21)中被看到；調(diào)制器的傳遞函數(shù)變成
[0161]
[0162] 傳遞函數(shù)（Eq.24)示出，僅當二〇:時其為歸一化壓力|^|的線性函數(shù)。如果歸一 化寄生電容更大，則傳遞函數(shù)線性變得更差。結果測量敏感度較低。
[0163] (2) TF動杰范闈集中
[0164] 在傳感器電路20A和20B中，基于設定參考電容器是可選擇的實現(xiàn)TF動態(tài)范圍的 集中。在實際應用中，參考電容器被內(nèi)置在電容傳感器裝置中，并且參考電容器是不可選 的。結果，TF動態(tài)范圍可能不能集中。
[0165] 表格4列出具有α = 〇. 6的傳感器電路10的電容參數(shù)。列出的歸一化參考電 容器是0^=1.4286。通過將0^1.4286代入（Eq. 24)中，TF動態(tài)范圍不再集中。如圖 11中的示意圖所示，TF曲線圖與集中的TF曲線圖相比顯著地移動到下側。通過選擇C^F 的適當?shù)闹担▽τ诒臼纠撝禐?.01981)獲得集中的TF。與的集中動態(tài) 范圍[-0.3281,0. 3281]不同，在二1.4286情況下對應TF動態(tài)范圍=1.0198變成了 [-0· 8605,0· 0588]。
[0166] 非集中的TF具有一些問題。第一，如果-1. 0〈 η〈_〇. 8或1. 0> η >〇. 8,則量化噪聲 明顯變得更高。結果，測量分辨率退化。第二，如果η值超過[_1，+1]的范圍，則調(diào)制器電 路變得不穩(wěn)定，因而妨礙了壓力的精確測量。
[0167] 因此，需要進一步改進傳感器電路20Α和20Β。進一步改進的傳感器電路必須具有 下述功能：
[0168] (a)對于電容傳感器的感測電容的并聯(lián)寄生電容補償。
[0169] (b)基于不可選擇的內(nèi)置參考電容器的傳遞函數(shù)動態(tài)范圍集中。
[0170] 在下文中，描述了基于圖5和8的電路20A和20B的傳感器電路20C、20D和20E。 除了調(diào)制器傳遞函數(shù)優(yōu)化，還描述了用于改進S/N比（信噪比）的附加的方法。
[0171] 表格4 :已有的傳感器電路10在α = 0. Θ時的示例t生參數(shù)
[0172]
[0173] 改講的調(diào)制器的測量關系式
[0174] 改進的調(diào)制器的測量關系式被規(guī)定為
[0175]
[0176] 與測量關系式（Eq. 21)相比，第二項的分母中的CShNS()R由亡認替代。由于并聯(lián) 寄生電容補償?shù)淖饔?，這是必須的。此外，第二項的分子中的CREF* Cc替代，由于TF動態(tài)范 圍集中這也是必須的。本文中特征電容Cc被限定為：
[0177]
[0178] 集中后的η的動態(tài)范圍是
[0179]
[0180] 本文中C。是? **脅時的有源感測電容CSA，并且(^是匕=1時的有源感測電容CSA。 [0181 ] 與其它的歸一化電容參數(shù)相同，我們將歸一化特征電容限定為
[0182]
[0183] 對于具有α =
〇. 6的電容傳感器裝置，歸一化特征電容的值是<^=5/7。
[0184] 基本電路實現(xiàn)傳感器電路20C (圖.12-15)
[0185] 傳感器電路20C包括電容傳感器22C和C/D Σ - Δ調(diào)制器24C。調(diào)制器24C大致類 似于圖5示出的傳感器電路20Α的調(diào)制器24Α，除了調(diào)制器24C的特征為用于產(chǎn)生激勵信號 ^。__和V 的可編程比率度量電壓。
[0186] 調(diào)制器24C包括積分器150、量化器152和激勵信號發(fā)生器154。積分器150包括 運算放大器156、開關158、160和162、自動調(diào)零電容器CZ和反饋電容器CF1。運算放大器 156的輸出端設置到量化器152的輸入端，量化器152包括比較器164和鎖存器166。
[0187] 激勵信號發(fā)生器154使用四個不同的電壓電平以向電容傳感器22C提供激勵。該 四個電壓電平是VP1、VP2、VP3和VSSA。激勵信號發(fā)生器包括開關168、170、172、174和176。 當殳和φ2二者都是高電平時，開關168將vpi連接到端子sp。當y或φ?任一個是高電平 時，開關170將VSSA連接到端子SP。因而，激勵信號Vexe_sen具有兩個可能的電平：VP1和 VSSA〇
[0188] 激勵Vexc_ref具有三個可能的電平。當?和φ!二者都是高電平時，電壓VP2通 過開關172連接到端子RP。當y和φ?二者都是高電平時，電壓VP3通過開關174連接到端 子RP。當時鐘信號_是高電平時，電壓VSSA通過開關176連接到端子RP。
[0189] 比率度量激勵電壓源
[0190] 調(diào)制器24C還包括圖13示出的可編程比率度量激勵電壓發(fā)生器180。電壓發(fā)生 器180連接到激勵信號發(fā)生器154,并且提供電壓電平VP1、VP2、VP3和VSSA。電壓發(fā)生器 180包括連接在源軌道VDDP和VSSA之間的分壓器182。分壓器182包括電流源183,電位 器184和186。運算放大器188、190和192和電容器194、196和198從分壓器182得到電 壓VP1、VP2和VP3。VDDP在實際操作中位于比VP1高的電壓軌道下的并且如果有必要甚至 可以高于VDDA的電壓軌?？蛇x擇包含電流源183。其它的選擇包括將分配器直接連接到 VDDA或其它的源電壓，或用另一電阻器替換電源183。
[0191] 圖12示出了用于測量關系式的基本電路實現(xiàn)方式（Eq. 25)。用于生成傳感器電容 器激勵信號VeXC_Sen和參考電容器激勵信號Ve XC_ref的電壓源是分開的。本文中，VP1是 用于生成Vexc_sen的電壓源，VP2和VP3是用于生成Vexc_ref的電壓源。電壓VP1最高， VP2是居中，VP3最低。
[0192] 圖13是用于比率度量激勵電壓發(fā)生器的簡化電路。其中VDDP是電阻器鏈 (resistor chain)(分壓器182)的電壓源。VP1、VP2和VP3的電壓電平可以通過來自電流 源183注入的電流控制。VP1、VP2和VP3之間的比率關系被規(guī)定為：
[0193]
[0194]
[0195] 對于具有表格4列出的電容參數(shù)的電容傳感器22C(a = 0.6)，比率關系被規(guī)定 為：
[0196]
[0197]
[0198] 應該注意，圖13設定VP1>VP2>VP3。這可能不總是成立的，因為其依賴于傳感器 參數(shù)的值。對于其它的傳感器構造，圖13中的電壓的次序可以根據(jù)需要重新排列以實現(xiàn)電 路。
[0199] 電荷平衡方稈和測量關系式
[0200] 基于圖12中標記的開關控制邏輯，傳感器電容器激勵信號可以表示為：
[0201]
[0202] 參考電容器激勵信號可以表示為：
[0203]
[0204] 對于y = 0,從傳感器橋的公用板傳送到積分器的輸入節(jié)點的凈電荷是
[0205] Δ QNET(y = 〇) = VP1 · CSENS0R_VP2 · CREF (Eq. 35)
[0206] 對于y = 1，從傳感器橋的公用板傳送到積分器的輸入節(jié)點的凈電荷是
[0207] Δ QNET(y = 1) = -VP3 · CREF (Eq. 36)
[0208] 將N。表示為y = 0時的積分器操作的數(shù)量，將N i表示為y = 1時的積分器操作的 數(shù)量，并且N = Κ+Κ作為積分器操作的總數(shù)量，電荷平衡方程可以被建立為：
[0209]
[0210] 通過將VP2/VP1、VP3/V PJP 的比率關系代入方程（Eq. 37)中，電荷 平衡方程可以簡化為：
[0211]
[0212] 本文中在以下程度上進行近似，即忽略初始積分器狀態(tài)和最終的初始積分器狀態(tài) 之間的電荷差值。當N較大時，這是很好的近似。
[0213] 上文的電荷平衡方程引出想要的測量關系式
[0214]
[0215] 上文的測量關系式是電容比Ce/CSA的線性函數(shù)。其與用于改進調(diào)制器電路的規(guī)定 (Eq. 25)完全相同。
[0216] 傳涕函數(shù)特征
[0217] (1)TF 線件
[0218] 通過將有源感測電容（Eq. 23)的公式代入測量關系式（Eq. 39)中，得出優(yōu)化的調(diào) 制器電路的傳遞函數(shù)：
[0219]
[0220] 其為歸一化壓力|』1的線性函數(shù)。用彈性常數(shù)α的話，其可以寫為
[0221]
[0222] 對于具有歸一化彈性常數(shù)α = 〇. 6的傳感器裝置，TF公式是
[0223]
[0224] (2)TF動杰范闈
[0225] 用彈性常數(shù)α的話，得出集中的TF動態(tài)范圍：
[0226]
L ^ -(Λ Δ -tx _
[0227] 對于具有歸一化彈性常數(shù)α = 〇. 6的傳感器裝置，TF的動態(tài)范圍是
[0228]
[0229] (3)TF 敏感度
[0230] TF敏感度κ被限定為n關于、&丨的一階導數(shù)。根據(jù)（Eq. 41)，可以得到
[0231]
[0232] 對于具有歸一化彈性常數(shù)為α = 0. 6的傳感器裝置，TF敏感度是
[0233]
[0234] (4)TF 示意圖
[0235] 圖14示出了如表格1中的示例性傳感器裝置的TF示意圖，其中一條線是測量 Cc/CSA的調(diào)制器的TF示意圖，而另一條線是用于測量C REF/CS_R的調(diào)制器的傳遞函數(shù)示意 圖。Cc/C s^與作為[-0.4286,0.4286]的集中TF動態(tài)范圍成線性關系，而CREF/CS_ R線與 [-0.8605,0.0588]的非集中TF動態(tài)范圍成非線性關系。測量Cc/C sd^調(diào)制器（諸如圖12 的調(diào)制器24C)顯示出了在TF線性化和TF動態(tài)范圍集中兩者上的極大改進。
[0236] 傳感器激勵電壓電平
[0237] 最大激勵電壓由輸入端子CP處的尖峰信號電壓限制。如果圖12中輸入端子CP 處的尖峰信號電壓超過軌道，則輸入端子處的漏電效應可能引入測量誤差?？梢园凑障率?方式估算尖峰信號電壓比：
[0238]
[0239] VSPIKE是源于VDDA的一半處的電壓尖峰信號的幅度，如此以避免尖峰信號超過（或 低于）必須小于VDDA/2的軌道V SPIKE。對于具有表格4列出的參數(shù)的示例傳感器，圖15示 出了作為歸一化壓力的函數(shù)的尖峰信號比（Eq. 47)的曲線圖。其中，一條線是用于y = 0 的曲線圖，并且另一條線是用于y = 1的曲線圖。最大尖峰信號電壓比在y = 0的操作情 況下滿載壓力下被發(fā)現(xiàn)為0.4。因此，激勵電壓源VP1可以在沒有引起輸入端漏電問題的情 況下升高至與模擬電源VDDA相同的電壓電平。用于示例性傳感器的相應的比率度量激勵 電壓源是：
[0240]
[0241] 用于測量C￡/C^的二階調(diào)制器電路-傳感器電路20D (圖.16-17)
[0242] 圖16是可以用于電容比Cc/CSA的測量的二階調(diào)制器電路的示意圖。該電路還可 以用于電容比C REF/CSENS(]R的測量，如果激勵V-源VSSA由VN替代，并且VP1、VP2、VP3由VP替 代。當圖16的調(diào)制器電路在用于測量(^/(^的操作模式中時，寄生補償?shù)暮瘮?shù)將起作用，同 時，TF動態(tài)范圍集中的函數(shù)將是有效的。電路20D的TF將與圖12中的電路20C的TF相 同。圖14和15也適用于電路20D。
[0243] 圖16示出傳感器電路20D，傳感器電路20D包括傳感器22D和C/DX-A調(diào)制器 24D。調(diào)制器24D類似于圖8示出的調(diào)制器24B，除了調(diào)制器24D使用調(diào)制器24C的比率度 量激勵電壓生成特征，如圖12和13所示。具體地，調(diào)制器24D包括與調(diào)制器24C的激勵電 壓發(fā)生器154結合的第一級積分器90、第二級積分器92和量化器94。類似的元件在圖8 和12中用類似的附圖標記和特征表示。
[0244] 具有VP1 = VDDA的調(diào)制器樽擬
[0245] 已經(jīng)對圖16所示的調(diào)制器電路示意圖進行了模擬。在晶體管水平中進行了模擬。 模擬電源電壓是VDDA = 2. 4V。比率度量電壓源是VP1 = 2. 4V，VP2 = 2. IV，VP3 = 1. 2V。 在對于/;=〇、1二0.5和.0的模擬中的電容參數(shù)在表格5中列出，其中縱列"預期的 η "中的值根據(jù)TF公式（Eq. 42)得到。
[0246] 第一級積分器90的波形如圖17A-17C所示，波形可以按照下述方式被圖示。
[0247] 圖17A是用于的波形。圖17A示出了 y = 0(向下階躍）的五個積分器操作 被y = 1(向上階躍）的兩個積分器操作平衡。這意味著η = -3/7,并且η與期望匹配。
[0248] 圖17Β是用于/.;==〇.5的波形。圖17Β示出了 y = 0 (向下階躍）的兩個積分器操 作被y = 1(向上階躍）的兩個積分器操作平衡。這意味著η = 〇,并且η與期望匹配。
[0249] 圖17C是用于的波形。圖17C示出了 y = 0(向下階躍）的兩個積分器操 作被y = 1(向上階躍）的五個積分器操作平衡。這意味著η = 3/7,并且η與期望匹配。
[0250] 表格5 :模擬中的電容參數(shù)
[0251]
[0252] 具有話應件激勵電壓棹制器的調(diào)制器-傳感器電路20E(圖18-19B)。
[0253] 根據(jù)圖15的示意圖，我們還看到位于零I的尖峰信號電壓比在y = 0時僅是 0. 096,并且在y = 1時僅是0. 241。因此，當心測量結果接近零時，可以將激勵電壓源VP1 升高到2*VDDA的電平。尖峰信號電壓VSPIKE將仍然小于VDDA/2,如此將沒有引腳漏電問題。 通過這樣做，在％弋情況下的S/N比（信噪比）將被顯著地改進。這導致適應性激勵的概 念。
[0254] 在用于測量Ce/CSA的調(diào)制器中，適應性激勵通過控制激勵電壓源VP1實現(xiàn)。對于 具有如表格5列出的參數(shù)的示例性傳感器裝置，適應性控制算法可以表示為
[0255]
[0256] 其中>表示測量的歸一化壓力。當測量的歸一化壓力< 4 >接近L 〇時，電 壓VP1接近VDDA。當測量的歸一化壓力< & >接近0時，電壓VP1接近2*VDDA。同時，當 VP1改變時，VP2和VP3隨之改變，使得它們的比率度量關系（Eq. 29-Eq. 30)保持相同。通 過執(zhí)行所述的適應性激勵算法，對于較低的壓力區(qū)域S/N比被增加，并且相應的測量分辨 率提尚。
[0257] 圖18示出了框圖形式的傳感器電路20E。傳感器電路20E包括電容傳感器22E和 C/D2-A 調(diào)制器 24E。
[0258] 調(diào)制器24E類似于圖16示出的調(diào)制器24B。調(diào)制器24E包括第一級積分器90、第 二級積分器92、量化器94、激勵信號發(fā)生器154和（圖13示出的）激勵電壓源發(fā)生器180。 另外，調(diào)制器24E包括適應性激勵電壓控制器200,適應性激勵電壓控制器200根據(jù)量化器 94的PCM輸出的函數(shù)改變電壓VP1。可選地，適應性激勵電壓控制器可以通過使用自動的 增益控制改變電壓?？梢酝ㄟ^改變流過分壓器182的電流改變電壓。隨著VP1改變，電壓 VP2和VP3也改變，因為激勵電壓源發(fā)生器180產(chǎn)生與電壓VP1成固定比的電壓VP2和VP3。
[0259] 還對具有適應性激勵電壓源的調(diào)制器電路20E進行模擬。模擬電源被設置為VDDA =2. 4V。根據(jù)適應性控制算法（Eq. 49)和比率度量關系式（Eq. 31和Eq. 32)設置激勵電壓 源VP1、VP2和VP3。表格6中列出了歸一化壓力戶,=〇、息二〇 5和A二1.0時相應的參數(shù)。
[0260] 圖19A示出了在&=〇的情況下傳感器電路20E的第一級積分器90的波形。點線 是具有VP1 = 4. 8V、VP2 = 4. 2V、VP3 = 2. 4V的適應性電壓源的波形。實線與圖17A示出 的波形相同。兩個波形的圖案保持相同，而點線的信號增強了 2倍。因此信噪比改進了 2 倍。
[0261] 圖19B示出了在匕二〇.5的情況下傳感器電路20E的第一級積分器90的波形。點 線是具有VP1 = 3. 6V、VP2 = 3. 15V、VP3 = 1. 8V的適應性電壓源的波形。實線與圖17B示 出的波形相同。兩個波形的圖案保持相同，而點線的信號增強了 1.5倍。因此信噪比改進 了 1. 5 倍。
[0262] 對于/\二丨.〇的情況，激勵電壓源與傳感器電路20E中的相同，波形保持與圖17C 相同。
[0263] 表格6 :VDDA和模擬中的適應性V-源（VP1、VP2、VP3)
[0264]
[0265] 調(diào)制器電路24C、24D和24E可以用于測量電容比Cc/CSA。它們也可以用于測量電 容比C REF/CSE_。當調(diào)制器在該模式下用于測量電容比Ce/CSM，寄生補償?shù)暮瘮?shù)將起作用， 同時，TF動態(tài)范圍集中的函數(shù)將是有效的。本公開描述的調(diào)制器電路24C-24E特征在于并 聯(lián)寄生電容補償、傳遞函數(shù)線性、傳遞函數(shù)動態(tài)范圍集中和調(diào)制器操作優(yōu)化。這些電路的特 征還在于在較低的絕對壓力下進一步提高分辨率的更高的激勵電平和適應性激勵電平。
[0266] 盡管已經(jīng)參照示例性實施例描述了本發(fā)明，但是本領域的技術人員將理解在沒有 脫離本發(fā)明的范圍的情況下可以進行各種改變并且等同物可以替代本發(fā)明的元件。例如， 雖然在壓力測量的背景下具體地描述了實施例，但是傳感器電路適用于其它感測應用的較 寬范圍，諸如加速度、流量、濕度、接近度、角度、旋轉和生物學感測。另外，在沒有脫離本發(fā) 明的實質(zhì)范圍的情況下可以進行許多修改以使得具體的位置或材料適應本發(fā)明的教導。因 此，預期本發(fā)明不受限于公開的具體實施例，但是本發(fā)明將包括落入隨附權利要求的范圍 內(nèi)的所有實施例。
【主權項】
1. 一種傳感器電路，包括： 電容傳感器，所述電容傳感器包括：傳感器電容器和參考電容器、連接到傳感器電容器 的第一端子、連接到參考電容器的第二端子、和連接到傳感器電容器和參考電容器兩者的 公用端子；和 電容/數(shù)字Σ-Δ調(diào)制器，該電容/數(shù)字Σ-Δ調(diào)制器包括：積分器，所述積分器具有 連接到公用端子的輸入端和輸出端；量化器，所述量化器連接到產(chǎn)生脈沖代碼調(diào)制輸出信 號的積分器的所述輸出端；和激勵信號發(fā)生器，所述激勵信號發(fā)生器向第一端子提供傳感 器激勵信號并且向第二端子提供參考激勵信號。2. 根據(jù)權利要求1所述的傳感器電路，其中所述積分器包括連接到所述輸入端的第第 一級積分器。3. 根據(jù)權利要求2所述的傳感器電路，其中所述積分器包括連接在第第一級積分器和 所述輸出端之間的第第二級積分器。4. 根據(jù)權利要求1所述的傳感器電路，其中所述調(diào)制器進一步包括向激勵信號發(fā)生器 提供多個激勵電壓的激勵電壓源發(fā)生器。5. 根據(jù)權利要求4所述的傳感器電路，其中所述激勵電壓源發(fā)生器向激勵信號發(fā)生器 提供第一電壓、第二電壓、第Ξ電壓和第四電壓。6. 根據(jù)權利要求5所述的傳感器電路，其中所述激勵信號發(fā)生器基于第一電壓、第二 電壓、量化器的輸出狀態(tài)、和時鐘信號來提供傳感器激勵信號。7. 根據(jù)權利要求6所述的傳感器電路，其中所述激勵信號發(fā)生器基于第二電壓、第Ξ 電壓、第四電壓、量化器的輸出狀態(tài)和時鐘信號來提供參考激勵信號。8. 根據(jù)權利要求7所述的傳感器電路，其中所述第一電壓大于第Ξ電壓，第Ξ電壓大 于第四電壓并且第四電壓大于第二電壓。9. 根據(jù)權利要求5所述的傳感器電路，其中所述激勵電壓源發(fā)生器包括分壓器。10. 根據(jù)權利要求5所述的傳感器電路，其中所述激勵電壓源發(fā)生器提供可編程的比 率度量激勵電壓。11. 根據(jù)權利要求4所述的傳感器電路，其中所述調(diào)制器進一步包括連接到激勵電壓 源發(fā)生器的適應性激勵電壓控制器，所述適應性激勵電壓控制器改變由激勵電壓源發(fā)生器 提供的激勵電壓。12. 根據(jù)權利要求1所述的傳感器電路，其中所述傳感器電容器和參考電容器共用一 公用板，并且其中公用端子連接到公用板。13. 根據(jù)權利要求12所述的傳感器電路，其中所述電容傳感器是絕對壓力傳感器。14. 根據(jù)權利要求1所述的傳感器電路，其中所述調(diào)制器是兩相Σ-Δ調(diào)制器。15. 根據(jù)權利要求1所述的傳感器電路，其中電容/數(shù)字Σ-Δ調(diào)制器產(chǎn)生表征Cuw/ CsENSDK的輸出，其中C KEF是參考電容器的電容并且C seNSDK是傳感器電容器的電容。16. 根據(jù)權利要求1所述的傳感器電路，其中電容/數(shù)字Σ-Δ調(diào)制器產(chǎn)生表征Cc/CsA 的輸出，其中CsA是傳感器電容器的有源感測電容，并且其中Cc是被限定為的 特征電容，其中。是位于最大歸一化感測參數(shù)處的C SA并且C。是位于最小歸一化感測參數(shù) 處的CsA。17.根據(jù)權利要求1所述的傳感器電路，其中所述電容傳感器是端子位移電容傳感器。
【文檔編號】G01B5/24GK105973134SQ201510206215
【公開日】2016年9月28日
【申請日】2015年4月27日
【發(fā)明人】汪榮泰, 約翰·保羅·舒爾特
【申請人】羅斯蒙特公司