專利名稱：校準相位和增益失配的直接轉換接收器的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及一種射頻(RF)信號接收器，更具體地涉及一種直接轉換RF信號接收器。
背景技術：
直接轉換方法是一種通過混頻RF信號與本機振蕩信號將RF頻帶中的信號下變頻成基帶信號的方法。也就是，RF頻帶信號被直接轉換成基帶信號，而不被轉換成中頻(IF)頻帶信號隨后轉換成基帶信號。通常，前者被稱作外差方法，而后者被稱作直接轉換方法。
圖7示出了一種常規(guī)直接轉換接收器(下文稱作DCR)的圖。當常規(guī)DCR接收RF信號時，低噪聲放大器110放大RF信號，變壓器120將所放大的RF信號轉換成差分信號。通過多相濾波器130，差分信號被轉換成同相差分(I_WRF)和正交相位移差分信號(Q_WRF)，并被輸入到下轉換混頻器單元710。混頻器單元710包括第一混頻器711和第二混頻器712，分別用于混頻同相差分信號(I_WRF)與第一本機振蕩信號(OS1)和第二本機振蕩信號(OS2)；第三混頻器713和第四混頻器714，分別用于混頻正交相位移差分信號(Q_WRF)與第一和第二振蕩信號(OS1，OS2)；以及濾波器721到724，用于對各個混頻器711到714的輸出進行低通濾波。這里，第二本機振蕩信號(OS2)具有與第一本機振蕩信號(OS1)相同的振蕩頻率，但是具有與第一本機振蕩信號(OS1)的90°相位差。
減法器從第一混頻器711的輸出信號(II)減去第四混頻器714的輸出信號(QQ)，以便輸出I通路信號(I_PATH)。加法器將第二混頻器712的輸出信號(IQ)與第三混頻器713的輸出信號(QI)相加，以便輸出Q通路信號(Q_PATH)。I通路信號(I_PATH)和Q通路信號(Q_PATH)是從RF信號轉換的基帶信號。
具有如圖7所示的結構的DCR通常具有相位和增益失配。在多相濾波器130和混頻單元710中發(fā)生DCR中的相位和增益失配。理想的是，從多相濾波器130輸出的同相差分信號(I_WRF)和正交相位移差分信號的相位差(Q_WRF)是90°，但是實際的相位差不是這樣的。而且，理想的是，被提供到混頻器711到714的第一和第二本機振蕩信號(OS1，OS2)的相位差是90°，以及混頻器711到714的輸出信號的增益是相同的。然而，第一和第二本機振蕩信號(OS1，OS2)的相位差實際上是90±φ，從而導致相位失配。而且，在混頻器的輸出信號中也出現了增益失配。
如果如上所述在DCR中出現相位和增益失配，則所接收的信號的出錯率由于失配而增加，或者信號保真度降低。因此，為了防止信號失真和獲取想要的信號，識別DCR中的相位和增益失配度的角度并且校準所述失配是非常重要的。
然而，為了解決所述相位失配，常規(guī)方法集中于產生本機振蕩信號的本機振蕩器。即，大多數的努力在于產生沒有相位失配的本機振蕩信號。然而，根據常規(guī)方法，本機振蕩器的實現很困難或者實現成本增加，從而導致對消除失配的限制。

發(fā)明內容
本發(fā)明提供一種直接轉換接收器(DCR)，通過估計相位失配和增益失配隨后校準所述失配而最小化被轉換的射頻RF信號的失真。
根據本發(fā)明的一方面，提供一種直接轉換接收器，所述直接轉換接收器包括變壓器，用于將射頻(RF)信號轉換成差分信號；多相濾波器，用于接收所述差分信號并且產生同相差分信號和正交相位移差分信號；同相混頻器，用于將所述同相差分信號分別與第一本機振蕩器信號和第二本機振蕩器信號混頻；正交相位移混頻器，用于將所述正交相位移差分信號分別與所述第一本機振蕩器和第三本機振蕩器信號進行混頻，并且從混頻中產生低通濾波信號；以及失配估計單元，根據所述同相混頻單元和所述正交相位移混頻單元的輸出信號，估計所述多相濾波器的相位失配和/或所述同相混頻器和所述正交相位移混頻器的相位失配，以便響應所述失配估計單元的輸出信號，可以最小化DCR的相位失配產生的失真。
在所述直接轉換接收器中，所述同相混頻器和所述正交相位移混頻器的相位失配能夠響應所述失配估計單元的輸出信號而被調節(jié)用來校準來自多相濾波器的信號中的失配。所述同相混頻器包括第一混頻器，用于將所述同相差分信號與第一本機振蕩器混頻；以及第二混頻器，用于將所述同相差分信號與所述第二本機振蕩器信號混頻；以及所述正交相位移混頻器包括第三混頻器，用于將所述正交相位移差分信號與所述第一本機振蕩器信號混頻；以及第四混頻器，用于將所述正交相位移差分信號與所述第三本機振蕩器信號混頻。所述第二本機振蕩器信號和所述第一本機振蕩器信號的相位差是90°加上一個相位校準系數，以及所述第三本機振蕩器信號和所述第一本機振蕩器信號的相位差是90°減去相同的相位校準系數。所述同相混頻器還包括固定的移相器，用于對所述第一本機振蕩器信號進行移相和輸出一個信號；和第一可變移相器，用于對所述固定的移相器的輸出信號移相一個所述相位校準系數，并且輸出結果作為所述第二本機振蕩器信號。相似的，所述正交相位移混頻器還包括第二可變移相器，用于對固定的移相器的輸出信號移相負的所述可變相位校準系數，并且輸出結果作為所述第三本機振蕩器信號。
根據本發(fā)明的另一方面，提供一種直接轉換接收器，包括變壓器，用于將射頻(RF)信號轉換成差分信號；多相濾波器，用于接收差分信號，并且產生同相差分信號和正交相位移差分信號；同相混頻器，用于將所述同相差分信號分別與第一本機振蕩器信號和第二本機振蕩器信號進行混頻；正交相位移混頻器，用于將所述正交相位移差分信號分別與所述第一本機振蕩器和第二本機振蕩器信號進行混頻，并且對所述信號低通濾波；以及失配估計單元，根據所述同相混頻器和所述正交相位移混頻器的輸出信號，估計多相濾波器的增益失配，從而響應所述失配估計單元的輸出信號，DCR的增益失配可以被調節(jié)用來最小化失真。
根據本發(fā)明的再一方面，提供一種直接轉換接收器(DCR)，包括變壓器，用于將RF信號轉換成差分信號；多相濾波器，用于接收所述差分信號，并且產生同相差分信號和正交相位移差分信號；差分信號加法器，用于將所述同相差分信號與所述正交相位移差分信號相加，并且產生一個相加的差分信號；差分信號減法器，用于從所述同相差分信號減去所述正交相位移差分信號，并且產生一個被減去的差分信號；混頻器單元，用于將所相加的差分信號與第一本機振蕩信號混頻，并且將所減去的差分信號與第二本機振蕩信號混頻；以及失配估計單元，根據所述混頻單元輸出的信號，估計DCR相位失配，從而可以響應所述失配估計單元的輸出信號最小化DCR的增益失配根據本發(fā)明的另一方面，提供一種直接轉換接收器(DCR)，包括變壓器，用于將RF信號轉換成差分信號；多相濾波器，用于接收所述差分信號，并且產生同相差分信號和正交相位移差分信號；差分信號加法器，用于將所述同相差分信號與所述正交相位移差分信號相加，并且產生一個相加的差分信號；差分信號減法器，用于從所述同相差分信號減去所述正交相位移差分信號，并且產生一個被減去的差分信號；混頻器單元，用于將所相加的差分信號與第一本機振蕩信號混頻，并且將所減去的差分信號與第二本機振蕩信號混頻；以及失配估計單元，根據所述混頻單元的輸出信號，估計多相濾波器的增益失配或混頻器單元的增益失配，其中響應所述失配估計單元的輸出信號來調節(jié)所述多相濾波器或所述混頻器單元的增益失配。
根據本發(fā)明的另一方面，為了商業(yè)目的可以批量生產減少組件的被校準的直接轉換接收器(DCR)，其用于最小化被轉換的射頻RF信號的失真，因為它們被校準了包含在批量生產的多相濾波器中的相位/增益失配而不包含或不必包含失配估計單元。被校準的減少組件的DCR可以包括固定或可調節(jié)的移相器和/或可調節(jié)的增益調節(jié)器用以初始校準或再校準。
一種用于輸出所述減少組件的被校準的直接轉換接收器(DCR)的方法，包括步驟提供用于產生具有相位失配和/或增益失配的同相差分信號和正交相位移差分信號的多相濾波器；提供用于將所述同相差分信號與第一本機振蕩信號混頻的第一混頻器；提供用于將所述正交相位移差分信號與第二本機振蕩信號混頻的第二混頻器；以及提供下列至少一個移相器，用于將所述第一本機振蕩信號移相90°加上一個用于校準所述多相濾波器的相位失配的相位校準系數的值，并且輸出結果作為第二本機振蕩信號；和/或可變增益調節(jié)器，用于調節(jié)來自用于校準多相濾波器的增益失配的所述第一混頻器和/或第二混頻器輸出的信號的增益。


通過參考附圖來詳細描述本發(fā)明的優(yōu)選實施例，本發(fā)明的上述方面和優(yōu)點將變得更加明顯，其中圖1示出了根據本發(fā)明優(yōu)選實施例的直接轉換接收器(DCR)的方框圖；圖2示出了估計和校準根據圖1所示的本發(fā)明優(yōu)選實施例的DCR中的相位失配的過程圖；圖3示出了估計和校準根據圖1所示的本發(fā)明優(yōu)選實施例的DCR中的增益失配的過程圖；圖4示出了圖1所示的失配估計單元的詳細圖；圖5示出了當估計相位和增益失配時根據本發(fā)明另一優(yōu)選實施例的DCR的結構方框圖；圖6示出了當接收RF信號時根據本發(fā)明另一優(yōu)選實施例的DCR的結構方框圖；以及圖7示出了常規(guī)DCR的圖。
具體實施例方式
參考圖1，根據本發(fā)明優(yōu)選實施例的DCR包括低噪聲放大器110、變壓器120、多相濾波器130、混頻單元140、減法器181、加法器182、以及失配估計單元190。
低噪聲放大器110接收和放大RF信號。變壓器120將放大的RF信號轉換成0°和180°的差分信號。
多相濾波器130接收0°和180°的差分信號作為具有0°、90°、180°以及270°相位的輸入和輸出信號。0°和180°的信號被分別輸入到多相濾波器130的90°和270°輸入端。多相濾波器130接收0°和180°的差分信號，并且輸出一個同相(0°和180°)差分信號(I_WRF)，和一個正交(90°和270°)相位移差分信號(Q_WRF)。
混頻單元140包括同相第一和第二混頻器141和142，正交相位移第三和第四混頻器143和144，本機振蕩器151，90°移相器152，可變移相器153和154，可變增益調節(jié)器161和162，以及低通濾波器171到174。在本實施例中，為了解釋方便，假設本機振蕩器151、90°移相器152、可變移相器153和154、可變增益調節(jié)器161和162、以及低通濾波器171到174包含在混頻單元140中。
第一和第二同相混頻器141和142接收從多相濾波器130輸出的同相差分信號(I_WRF)，并且將其分別與第一本機振蕩信號(OS1)和第二本機振蕩信號(OS2)混頻。
第一和第二本機振蕩信號(OS1，OS2)是具有預定振蕩頻率(WLO)的振蕩信號。如果在多相濾波器130中不存在相位失配，則第一和第二振蕩信號(OS1，OS2)最好具有90°相位差。然而，由于在多相濾波器130中出現了相位失配(ε1)，所以在本發(fā)明的實施例中，第一和第二本機振蕩信號(OS2)的相位差被設置為90+ε2，以便校準多相濾波器130中的相位失配(ε1)。這里ε2是個可變值。
本機振蕩器151產生具有振蕩頻率(WLO)的第一本機振蕩信號(OS1)。第二本機振蕩信號(OS2)與第一本機振蕩信號(OS1)的相位差是90+ε2°。為了產生如上所述的第二本機振蕩信號(OS2)，第一本機振蕩信號(OS1)被90°移相器152移相90°，并且隨后被可變移相器153移相ε2°。這里，ε2根據失配估計單元190的輸出而變化。
因此，第一混頻器141將同相差分信號(I_WRF)與第一本機振蕩信號(OS1)混頻，并且第二混頻器142將同相差分信號(I_WRF)與第二本機振蕩信號(OS2)混頻。
第三和第四正交相位移混頻器143和144接收從多相濾波器130輸出的正交相位移差分信號，并且將其分別與第一本機振蕩信號(OS1)和第三本機振蕩信號(OS3)混頻。更具體地，第三混頻器143將正交相位移差分信號(Q_WRF)與第一本機振蕩信號(OS1)混頻，第四混頻器144將正交相位移差分信號((Q_WRF)與第三本機振蕩信號(OS3)混頻。這里，第三本機振蕩信號(OS3)與第一本機振蕩信號(OS1)相位差是90-ε2°。為了產生如上所述的第三本機振蕩信號(OS3)，第一本機振蕩信號(OS1)被90°移相器152移相90°，并且隨后被可變移相器154再次移相-ε2°。
如下面將解釋的，ε2被用來校準來自多相濾波器130的相位失配(ε1)，并且值ε2響應由失配估計單元190的失配估計結果而變化。
第一和第二混頻器141和142的輸出信號分別經由第一和第二低通濾波器171和172發(fā)送，以便消除高頻噪聲。第三和第四混頻器143和144的輸出信號分別通過可變增益調節(jié)器161和162，以便消除任何高頻噪聲，并且隨后通過第三和第四低通濾波器173和174發(fā)送。可變增益調節(jié)器161和162被用來校準來自多相濾波器130的增益失配。所述增益是響應失配估計單元190的輸出而被調節(jié)的。下面將對其進行詳細解釋。
減法器181將第四低通濾波器174的輸出信號從第一低通濾波器171的輸出信號中減去，并且輸出一個I通路信號(I_PATH)。加法器182將第二低通濾波器172的輸出信號與第三低通濾波器173的輸出信號相加，并且輸出一個Q通路信號(Q_PATH)。該I通路信號(I_PATH)和Q通路信號(Q_PATH)是從RF信號轉換的基帶信號。
失配估計單元190接收I通路信號(I_PATH)和Q通路信號(Q_PATH)，并且估計相位失配和增益失配。
圖2示出了用于解釋估計和校準在根據圖1所示的本發(fā)明優(yōu)選實施例的DCR中的相位失配的過程圖。
首先，假設由于多相濾波器130中的相位失配(ε1)，從多相濾波器130輸出的差分信號(I_WRF，Q_WRF)之間的相位差ε1出現。當然多相濾波器130的相位失配(ε1)在被失配估計單元190估計之前不能被識別。為了最小化DCR的整個相位失配并且校準多相濾波器130的相位失配(ε1)，混頻器單元140的相位失配(±ε2)被調節(jié)。換句話說，盡管在多相濾波器130中出現的相位失配(ε1)的角度不能被識別，但是本發(fā)明提供一種通過估計和校準多相濾波器130的相位失配(ε1)來最小化DCR的整個相位失配的方法和裝置。
為此，被提供到第一混頻器141的本機振蕩信號(OS1)與被提供到第二混頻器142的本機振蕩信號(OS2)的相位差被設置為90+ε2，其中ε2根據失配估計單元190的輸出而變化。而且，被提供到第三混頻器143的本機振蕩信號(OS1)與被提供到第四混頻器144的本機振蕩信號(OS3)被設置為90-ε2。
或者，被提供到第一混頻器141的本機振蕩信號(OS1)與被提供到第二混頻器142的本機振蕩信號(OS2)的相位差被設置為90-ε2，以及被提供到第三混頻器143的本機振蕩信號(OS1)與被提供到第四混頻器144的本機振蕩信號(OS3)被設置為90+ε2。也就是，第一混頻器141與第二混頻器142的相位失配以及第三混頻器143與第四混頻器144的相位失配具有相同的值，但是符號相反。
當使失配估計單元190的輸出最小時，混頻器(在141與142之間，和在143與144之間)之間的相位失配(ε2)是一個用于校準多相濾波器130的相位失配(ε1)的值。改變混頻器(在141與142之間，和在143與144之間)之間的相位失配(ε2)(也稱作“相位校準系數(ε2)”)能夠搜索到使失配估計單元190的輸出最小時的值(即，校準相位誤差(ε1))。
在本發(fā)明的實施例中，通過根據失配估計單元190的估計結果來調節(jié)混頻單元140中的相位校準系數(ε2)，DCR的整個相位失配被最小化或者消除。因此，通過將在多相濾波器130中出現的相位失配(ε1)認作一個固定值，以及通過改變混頻單元140中的相位校準系數(ε2)，在DCR的整個失配被最小化時估計值ε2。
或者，在本發(fā)明的其它實施例中，也可以固定在混頻單元140中出現的相位失配(ε2)和改變在多相濾波器130中出現的相位失配(ε1)，從而可以最小化DCR的整個相位失配。
圖3示出了用于解釋估計和校準在根據圖1所示的本發(fā)明優(yōu)選實施例的DCR中的增益失配的過程圖。
假設由于多相濾波器130中的增益失配(ΔA1)，從多相濾波器130中輸出的差分信號(I_WRF，Q_WRF)之間的增益差ΔA1出現。這里，假設同相差分信號(I_WRF)的增益比正交相位移差分信號(Q_WRF)的增益大ΔA1。當然，多相濾波器130的增益失配(ΔA1)在被失配估計單元190的估計之前不能被識別。
改變混頻單元140的增益失配(ΔA2)(也稱作增益校準系數(ΔA2))，使在失配估計單元190的輸出被最小化處能夠發(fā)現增益校準系數(ΔA2)的值。通過這樣做，多相濾波器130的增益失配(ΔA1)也被估計。換句話說，盡管在多相濾波器130中出現的增益失配ΔA1的程度不能被識別，但是本發(fā)明提供了一種通過估計和校準多相濾波器130的增益失配(ΔA1)來最小化DCR的整個增益失配的方法和裝置。
為此，可變增益調節(jié)器161和162被放置在第三和第四混頻器143和144的輸出端，從而第三和第四混頻器143和144的輸出信號的增益比第一和第二混頻器141和142的增益大ΔA2?？梢杂每勺兎糯笃骱?或可變衰減器來實現可變增益調節(jié)器161和162。在本實施例中雖然可變增益調節(jié)器161和162放置在第三和第四混頻器143和144的輸出端，在本發(fā)明的替代實施例中，它們可以替換放置在第三和第四混頻器143和144的輸入端(有或沒有合并)，或在第一和第二混頻器141和142的輸入端或輸出端。從而，可變增益調節(jié)器或多個調節(jié)器161和162將被放置在同相差分信號(I_WRF)的通路和/或正交相位移差分信號(Q_WRF)的通路上，因此同相差分信號(I_WRF)的通路與正交相位移差分信號(Q_WRF)的通路之間的增益失配是ΔA2?！巴嗖罘中盘?I_WRF)的通路”表示從多相濾波器130的輸出端通過第一和第二混頻器141和142到加法器182和減法器181的通路，而“正交相位移差分信號(Q_WRF)的通路”表示從多相濾波器130的輸出端通過第三和第四混頻器143和144到加法器182和減法器181的通路。
因此，改變混頻器單元140中的增益失配，即，改變同相差分信號(I_WRF)的通路與正交相位移差分信號(Q_WRF)的通路之間的增益校準系數ΔA2，能夠搜索到失配估計單元190的輸出被最小化的ΔA2的值。當失配估計單元190的輸出被最小化時，混頻器單元140的增益失配(ΔA2)是一個用于校準多相濾波器130的增益失配(ΔA1)的值。
在本發(fā)明的該實施例中，通過調節(jié)混頻器單元140中的增益失配(ΔA2)，根據失配估計單元190的估計結果，DCR的整個增益失配被最小化和或消除。因此，通過將在多相濾波器130中出現的增益失配(ΔA1)看作一個固定值，以及通過改變混頻器單元140的增益失配(ΔA2)，在DCR的整個增益失配被最小化處估計增益失配系數(ΔA2)的值。
或者，在本發(fā)明的其它實施例中，也能夠固定在混頻器單元140中出現的增益失配(ΔA2)和改變多相濾波器130的增益失配(ΔA1)，從而DCR的整個增益失配能夠被最小化。
為了解釋通過上述方法來最小化DCR的整個增益失配和相位失配的原理，根據圖1所示的本發(fā)明示例性實施例，假設具有預定頻率(WRF)的余弦信號被作為一個RF接收信號輸入到DCR。然后，從第一到第四低通濾波器171到174的信號(II，IQ，QI，QQ)可以通過下列等式1表示II(t)＝(1+ΔA1)cos(Δwt)/4IQ(t)＝(1+ΔA1)sin(Δwt+ε2)/4QI(t)＝(1+ΔA2)sin(Δwt+ε1)/4QQ(t)＝(1+ΔA2)cos(Δwt+ε1-ε2)/4......(1)如上所述，ΔA1表示多相濾波器130中的增益失配，ε1表示多相濾波器130中的相位失配。ΔA2表示混頻器單元140中的增益失配，并被用來校準多相濾波器130中的增益失配(ΔA1)。ε2表示混頻器單元140中的相位失配，并被用來校準多相濾波器130中的相位失配(ε1)。
由于通過從第一低通濾波器171的輸出信號(II)中減去第四低通濾波器174的輸出信號(QQ)可以獲得I通路信號(I_PATH)，I通路信號(I_PATH)可以表示為如下等式2
(II-QQ)(t)]]> 由于通過將第二低通濾波器172的輸出信號(IQ)與第三低通濾波器173的輸出信號(QI)相加可以獲得Q通路信號(Q_PATH)，Q通路信號(Q_PATH)可以表示為如下等式3(IQ-QI)(t)]]> 失配估計單元190對I通路信號(II-QQ)和Q通路信號(IQ+QI)分別平方，并且將這兩個平方的信號相加。
圖4示出了圖1所示的失配估計單元190的詳細圖。參看圖4，失配估計單元190包括用于分別平方I通路信號(II-QQ)和Q通路信號(IQ+QI)的平方單元191和192、加法器193、和低通濾波器194。失配估計單元190對I通路信號(II-QQ)和Q通路信號(IQ+QI)分別平方，將兩個已平方的信號相加，低通濾波所相加的信號，并且將結果輸出作為被估計的失配值。失配估計單元的輸出被饋送到多相濾波器130或混頻器單元140，從而能夠調節(jié)多相濾波器130或混頻器單元140中的相位/增益失配。
在下列表達式4中， 假設多相濾波器130的增益失配(ΔA1)、混頻器單元140的增益失配(ΔA2)、這兩種增益的差(ΔA1-ΔA2)、以及多相濾波器130的相位失配與混頻器單元140的相位失配之間的差(ε1-ε2)遠小于1。如果表達式4的條件應用到等式2和3，則等式2和3被簡化表示為下列等式5
如果使用等式5，則通過分別平方I通路信號和Q通路信號而獲得的值如下列等式6所示 等式6示出了僅有一對被估計的變量(即校準系數)，其能夠最小化通過分別平方I通路信號和Q通路信號而獲得的值，并且將結果相加?？梢曰ハ嗒毩⒌孬@得每個變量。因此，在等式6中，當每個被平方的項被最小化時，則整個值被最小化。而且，由于增益變量和相位變量互相獨立，則可以通過固定一個被平方的項和改變其它被平方的項來獲得每個變量。因此，計算量大大減少。
圖5是根據本發(fā)明的另一個優(yōu)選實施例的DCR的方框圖。圖5所示的DCR具有用于估計和補償相位和增益失配的結構，也就是用于校準相位和增益失配的結構。
參考圖5，根據本發(fā)明實施例的DCR包括低噪聲放大器110、變壓器120、多相濾波器130、加法器511、減法器512、混頻器單元520、以及失配估計單元550。
由于低噪聲放大器110、變壓器120、以及多相濾波器130的功能與圖1所解釋的相同，因此這里省略詳細說明。
加法器511將從多相濾波器130輸出的同相差分信號(I_WRF)與正交相位移差分信號(Q_WRF)相加，并且輸出結果(AS)。減法器512從同相差分信號(I_WRF)中減去正交相位移差分信號(Q_WRF)，并且輸出結果(SS)。
混頻器單元520包括第一混頻器521、第二混頻器522、本機振蕩器531、90°移相器532、可變移相器533、可變增益調節(jié)器523、以及低通濾波器541和542。為了解釋方便，在本實施例中，假設本機振蕩器531、90°移相器532、可變移相器533、可變增益調節(jié)器523、以及低通濾波器541和542包含在混頻器單元520中。
第一混頻器521接收通過相加同相差分信號(I_WRF)與正交相位移差分信號(Q_WRF)而得到的信號(AS)，并且將該信號(AS)與第一本機振蕩信號(OS1)混頻。第二混頻器522接收通過從同相差分信號(I_WRF)中減去正交相位移差分信號(Q_WRF)而得到的信號(SS)，并且將該信號(SS)與第二本機振蕩信號(OS2)混頻。
第一和第二本機振蕩信號(OS1，OS2)具有一個預定振蕩頻率(WLO)。本機振蕩器531產生具有振蕩頻率(WLO)的第一本機振蕩信號(OS1)。第二本機振蕩信號(OS2)與第一本機振蕩信號(OS1)的相位差為90+ε2°。為了產生如上所述的第二本機振蕩信號(OS2)，第一本機振蕩信號(OS1)被90°移相器532移相90°，隨后被可變移相器533再次移相ε2°。ε2被用來校準多相濾波器130中的相位失配(ε1)，值ε2響應失配估計單元190的輸出而變化。
為了消除高頻帶噪聲，第一混頻器521的輸出信號通過第一低通濾波器541來發(fā)送。第二混頻器522的輸出信號通過可變增益調節(jié)器523來發(fā)送，并且隨后為消除高頻帶噪聲，通過第二低通濾波器542來發(fā)送?？勺冊鲆嬲{節(jié)器523被用來校準多相濾波器130的增益失配，并且響應失配估計單元550來調節(jié)增益。
失配估計單元550接收第一和第二低通濾波器541和542的輸出信號(I_PATH′，Q_PATH′)，并且估計相位失配和增益失配。
失配估計單元550包括加法器551和552、第三和第四混頻器561和562、平方單元571和572、以及低通濾波器553。加法器551將第一和第二低通濾波器541和542的輸出信號(I_PATH′，Q_PATH′)進行相加。
第三和第四混頻器561和562將加法器551的輸出信號分別與預定本機振蕩信號(OS4，OS5)混頻。這里，輸入到第三混頻器561的本機振蕩信號(OS4)和輸入到第四混頻器562的本機振蕩信號(OS5)具有相同的振蕩頻率和90°的相位差。第三和第四混頻器561和562在加法器551的輸出信號的通路中引起90°的相位差。因此，代替第三和第四混頻器561和562，移相器在來自混頻器551的通路中可以被用作平方單元571和572中的一個。在本發(fā)明的那些可選實施例中，加法器551的輸出信號被直接輸入到一個平方單元571，并且也被移相90°隨后輸入到另一個平方單元572。
平方單元571和572對每對從加法器551產生的被移相的信號進行平方(即，對第三混頻器561和第四混頻器562的輸出信號分別平方)。加法器552將平方單元571和572的輸出信號進行相加。加法器552的輸出信號通過低通濾波器553來發(fā)送并作為被估計的失配值輸出。被估計的失配值被饋送到多相濾波器130或混頻器單元520，從而在混頻器單元520中能夠調節(jié)或校準多相濾波器130或混頻器單元520中的相位/增益失配。
通過構造如圖5所示的DCR，失配估計單元550的輸出與等式6(上面)中的相同。因此，用于估計最小化失配估計單元550的輸出的增益和相位校準系數的過程與本發(fā)明第一實施例(圖1所示)中利用的過程相似。
現在將解釋用于估計和校準圖5所示的根據本發(fā)明另一實施例的DCR中的相位失配的過程。
假設，由于多相濾波器130中的相位失配(ε1)，從多相濾波器130中輸出的差分信號(I_WRF，Q_WRF)之間相位差ε1出現。多相濾波器130的相位失配(ε1)是一個固定值。為了對此進行校準，以及為了最小化DCR的整個相位失配，混頻器單元520的相位校準系數(ε2)被調節(jié)。
為此，提供到第一混頻器521的本機振蕩信號(OS1)與提供到第二混頻器522的本機振蕩信號(OS2)之間的相位差被設定為90+ε2，并且ε2根據失配估計單元550的結果而變化。
改變混頻器521和522之間的相位失配(ε2)能夠搜索到失配估計單元550的輸出被最小化的值。當失配估計單元550的輸出被最小化時，混頻器521和522之間的相位失配(ε2)是一個用來校準多相濾波器130的相位失配(ε1)的值。
而且在本發(fā)明的實施例中，通過根據失配估計單元550的估計結果來調節(jié)混頻器單元520中的相位校準系數(ε2)，DCR的整個相位失配被最小化或消除。因此，通過將在多相濾波器130中出現的相位失配(ε1)看作一個固定值，并且通過改變混頻器單元520中的相位校準系數(ε2)，估計DCR的整個失配被最小化的值。
或者，在本發(fā)明的另一個實施例中，也可以固定在混頻器單元520中出現的相位失配(ε2)并且改變在多相濾波器130中出現的相位失配(ε1)，從而最小化DCR的整個相位失配。
現在將解釋用于估計和校準根據圖5所示的本發(fā)明實施例的DCR中的增益失配的過程。
假設，由于多相濾波器130中的增益失配(ΔA1)，從多相濾波器130中輸出的差分信號(I_WRF，Q_WRF)之間的增益差ΔA1出現。這里，假設同相差分信號(I_WRF)的增益比正交相位移差分信號(Q_WRF)的增益大ΔA1。當然，多相濾波器130的增益失配(ΔA1)在被失配估計單元550估計之前不能被識別。
通過改變混頻器單元520的增益校準系數(ΔA2)，找到在失配估計單元550的輸出被最小化的混頻器單元520的增益失配(ΔA2)的值，并且通過這樣做，獲得校準多相濾波器130的增益失配(ΔA1)的估值。
可變增益調節(jié)器523被放置在第二混頻器522的輸出端，從而第二混頻器522的輸出信號的增益比第一混頻器521的輸出信號的增益大ΔA2?？梢杂每勺兎糯笃骱?或可變衰減器來實現可變增益調節(jié)器523。在本實施例中雖然可以將可變增益調節(jié)器523放置在第二混頻器522的輸出端，但是也可以放置于如本發(fā)明第一示例性實施例中所描述的其它位置。
因此，通過改變混頻器520中的增益校準系數ΔA2，能夠搜索到失配估計單元550的輸出被最小化的值。當失配估計單元550的輸出被最小化時，混頻器520的增益校準系數(ΔA2)的值是一個用來校準多相濾波器130的增益失配(ΔA1)的值。
在本發(fā)明的這個實施例中，通過根據失配估計單元550的估計結果來調節(jié)混頻器單元520中的增益校準系數(ΔA2)，DCR的整個增益失配被最小化或消除。因此，通過將在多相濾波器130中出現的增益失配(ΔA1)看作一個固定值，并且通過變化混頻器單元520中的增益校準系數(ΔA2)，估計在DCR的整個增益失配被最小化的ΔA2的值。
或者，在本發(fā)明的其它實施例中，也能夠固定在混頻單元520中出現的增益失配(ΔA2)并且變化多相濾波器130的增益失配(ΔA1)，從而DCR的整個增益失配被最小化。
圖5所示的DCR的結構被提供用來估計和校準DCR的整個增益失配和相位失配。在通過使用圖5所示的DCR結構來估計和校準增益失配和相位失配之后，通過圖6所示的簡化(并且被校準的)DCR結構，可以獲得從RF信號直接轉換為基帶信號的被最小化失真的帶寬信號(I_PATH，Q_PATH)。
圖6的DCR不包括失配估計單元550、加法器511、以及減法器512，這些在圖5的DCR中被提供用來估計和校準多相濾波器130的相位/增益失配。這里，第二本機振蕩信號(OS2)具有與第一本機振蕩信號(OS1)相同的振蕩頻率。第一和第二本機振蕩信號(OS1，OS2)之間的相位差被設定為90度加上ε2(即，其中ε2是校準系數的一個預定值，該校準系數是根據本發(fā)明的方法而對特定多相濾波器130適當確定的)，以便校準來自多相濾波器130的信號中的相位失配(ε1)。這里，ε2可以是一個固定或可變值。類似地，增益失配(ΔA2)可以是一個固定或可變值，用來校準多相濾波器130中的增益失配(ΔA1)(可以根據本發(fā)明的方法而為特定多相濾波器130預先確定)。因此，用于分別實現校準值ε2和ΔA2的電路(即增益調節(jié)器和移相器)可以是固定的或可變的增益/相位電路。
因此，通過第一混頻器521和第一低通濾波器541，將從多相濾波器130輸出的同相差分信號(I_WRF)作為I通路信號(I_PATH)輸出。通過第二混頻器522、可變增益調節(jié)器523、以及第二低通濾波器542，將從多相濾波器130輸出的正交相位移差分信號(Q_WRF)作為Q通路信號(Q_PATH)輸出。
根據本發(fā)明，消除和最小化了DCR的相位失配和增益失配。因此，由本發(fā)明的DCR直接轉換的射頻信號(RF)的失真被最小化了。
上面已經描述和解釋了本發(fā)明的方法和裝置的示例性實施例。然而，本發(fā)明并不限于上面描述的優(yōu)選實施例，并且很明顯，本領域技術人員作出的變化和修改可能受到所附權利要求定義的本發(fā)明的精神和范圍的影響。因此，本發(fā)明的范圍不由上面的描述所確定，而是由所附權利要求確定。
權利要求
1.一種直接轉換接收器，包括多相濾波器，用于產生從所接收的射頻信號衍生的同相差分信號和正交相位移差分信號；同相混頻器，用于將所述同相差分信號與第一本機振蕩器信號和第二本機振蕩器信號進行混頻；正交相位移混頻器，用于將所述正交相位移差分信號與所述第一本機振蕩器和第三本機振蕩器信號進行混頻；以及失配估計單元，根據所述同相混頻器和所述正交相位移混頻器的輸出信號，估計所述多相濾波器的相位失配、或所述同相混頻器和所述正交相位移混頻器的相位失配，以便響應所述失配估計單元的輸出信號來調節(jié)所述多相濾波器的相位失配以及所述同相混頻器和正交相位移混頻器的相位失配中的至少一個。
2.如權利要求1所述的直接轉換接收器，其中所述同相混頻器和所述正交相位移混頻器的相位失配響應所述失配估計單元的輸出信號而變化。
3.如權利要求2所述的直接轉換接收器，其中所述同相混頻器包括第一混頻器，用于將所述同相差分信號與第一本機振蕩器混頻；以及第二混頻器，用于將所述同相差分信號與所述第二本機振蕩器信號混頻；以及所述正交相位移混頻器包括第三混頻器，用于將所述正交相位移差分信號與所述第一本機振蕩器信號混頻；以及第四混頻器，用于將所述正交相位移差分信號與所述第三本機振蕩器信號混頻，并且所述第二本機振蕩器信號和所述第一本機振蕩器信號具有90°加上第一可變相位校準系數的相位差，以及所述第三本機振蕩器信號和所述第一本機振蕩器信號具有90°加上第二可變相位校準系數的相位差。
4.如權利要求3所述的直接轉換接收器，其中所述第一可變相位校準系數和所述第二可變相位校準系數的符號相反，絕對值相同。
5.如權利要求3所述的直接轉換接收器，其中所述同相混頻器還包括90°移相器，用于對所述第一本機振蕩器信號進行移相并輸出一個信號；和第一可變移相器，用于將所述90°移相器的輸出信號移相所述第一可變相位校準系數，并且產生所述第二本機振蕩器信號；以及所述正交相位移混頻器還包括第二可變移相器，用于將90°移相器的輸出信號移相所述第二可變相位校準系數，從而產生所述第三本機振蕩器信號。
6.如權利要求3所述的直接轉換接收器，還包括減法器，用于從所述第一混頻器的輸出信號中減去所述第四混頻器的輸出信號，并且產生一個I通路信號；加法器，用于將所述第二混頻器的輸出信號與所述第三混頻器的輸出信號相加，并且產生一個Q通路信號；以及其中所述失配估計單元輸出一個失配信號，該失配信號是通過對I通路信號平方獲得的信號與對Q通路信號平方獲得的信號相加的結果。
7.如權利要求6所述的直接轉換接收器，其中所述失配估計單元包括第一平方單元，用于平方I通路信號；第二平方單元，用于平方Q通路信號；以及失配估計單元加法器，用于將所述第一和第二平方單元的輸出信號相加。
8.如權利要求6所述的直接轉換接收器，其中所述第一可變相位校準系數和所述第二可變相位校準系數的至少一個響應從所述失配估計單元輸出的信號而變化。
9.一種直接轉換接收器，包括多相濾波器，用于接收差分信號，并且產生從所接收的射頻信號衍生的同相差分信號和正交相位移差分信號；同相混頻器，用于將所述同相差分信號與第一本機振蕩器信號和第二本機振蕩器信號進行混頻；正交相位移混頻器，用于將所述正交相位移差分信號與所述第一本機振蕩器和第二本機振蕩器信號進行混頻；以及失配估計單元，根據所述同相混頻器和所述正交相位移混頻器的輸出信號，估計直接轉換接收器增益失配，以便響應所述失配估計單元的輸出信號來調節(jié)所述多相濾波器的相位失配或者所述同相混頻器和正交相位移混頻器的增益失配，所述直接轉換接收器增益失配包括多相濾波器地增益失配或所述同相混頻器和正交相位移混頻器的增益失配。
10.如權利要求9所述的直接轉換接收器，其中所述同相混頻器和所述正交相位移混頻器的增益失配響應所述失配估計單元的輸出信號而變化。
11.如權利要求10所述的直接轉換接收器，其中所述同相混頻器包括第一混頻器，用于將所述同相差分信號與第一本機振蕩器混頻；以及第二混頻器，用于將所述同相差分信號與所述第二本機振蕩器信號混頻，所述第二本機振蕩器信號和所述第一本機振蕩器信號具有近似90°的相位差；以及所述正交相位移混頻器包括第三混頻器，用于將所述正交相位移差分信號與所述第一本機振蕩器信號混頻；以及第四混頻器，用于將所述正交相位移差分信號與所述第二本機振蕩器信號混頻。
12.如權利要求11所述的直接轉換接收器，其中所述同相混頻器還包括可變增益調節(jié)器，用于調節(jié)輸入信號的增益或第一混頻器和第二混頻器的輸出信號。
13.如權利要求11所述的直接轉換接收器，其中所述正交相位移混頻器還包括可變增益調節(jié)器，用于調節(jié)輸入信號的增益或第三混頻器和第四混頻器的輸出信號。
14.如權利要求13所述的直接轉換接收器，還包括減法器，用于從所述第一混頻器的輸出信號減去所述第四混頻器的輸出信號，并且產生一個I通路信號；加法器，用于將所述第二混頻器的輸出信號與所述第三混頻器的輸出信號相加，并且產生一個Q通路信號；以及其中所述失配估計單元輸出一個信號，該信號是通過將對I通路信號平方獲得的信號與對Q通路信號平方獲得的信號相加的結果。
15.如權利要求9所述的直接轉換接收器，其中響應所述失配估計單元的輸出信號而校準所述多相濾波器的增益失配。
16.一種直接轉換接收器包括多相濾波器，用于產生從所接收的射頻信號衍生的同相差分信號和正交相位移差分信號；差分信號加法器，用于將所述同相差分信號與所述正交相位移差分信號相加，并且產生一個相加的差分信號；差分信號減法器，用于從所述同相差分信號減去所述正交相位移差分信號，并且產生一個相減的差分信號；混頻器單元，用于將所相加的差分信號與第一本機振蕩信號混頻，并且將相減的差分信號與第二本機振蕩信號混頻；以及失配估計單元，根據所述混頻單元輸出的信號，估計直接轉換接收器相位失配，以便響應所述失配估計單元的輸出信號來調節(jié)所述多相濾波器的相位失配或者所述混頻器單元的相位失配。
17.如權利要求16所述的直接轉換接收器，其中所述混頻器單元包括第一混頻器，用于將相加的差分信號與所述第一本機振蕩信號混頻；以及第二混頻器，用于將相減的差分信號與所述第二本機振蕩信號混頻。
18.如權利要求17所述的直接轉換接收器，其中所述第二本機振蕩信號和第一本機振蕩信號的相位具有90°的相位差加上一個響應所述失配估計單元的輸出信號而變化的可變相位校準系數。
19.如權利要求17所述的直接轉換接收器，其中所述第二本機振蕩信號和第一本機振蕩信號的相位具有90°的相位差，并且所述多相濾波器的相位失配響應所述失配估計單元的輸出信號而變化。
20.如權利要求18和19中任意一項的直接轉換接收器，其中所述失配估計單元包括第一加法器，用于將所述第一混頻器的輸出信號與所述第二混頻器的輸出信號相加；第三混頻器，用于將由所述第一加法器輸出的信號與第三本機振蕩信號相加；第四混頻器，用于將由所述第一加法器輸出的信號與第四本機振蕩信號相加；第一和第二平方單元，用于分別平方所述第三混頻器和第四混頻器的輸出信號；第二加法器，用于將所述第一和第二平方單元的輸出信號相加。
21.如權利要求18和19中任意一項的直接轉換接收器，其中所述失配估計單元包括移相器，根據通過將所述第一混頻器和第二混頻器的輸出信號相加獲得的信號，產生具有90°相位差的第一輸出信號和第二輸出信號；第一和第二平方單元，用于分別平方所述第一輸出信號和第二輸出信號；以及失配估計單元加法器，用于將所述第一和第二平方單元的輸出信號相加。
22.一種直接轉換接收器，包括多相濾波器，用于產生從所接收的射頻信號衍生的同相差分信號和正交相位移差分信號；差分信號加法器，用于將所述同相差分信號與所述正交相位移差分信號相加，并且產生一個相加的差分信號；差分信號減法器，用于從所述同相差分信號減去所述正交相位移差分信號，并且產生一個相減的差分信號；混頻器單元，用于將相加的差分信號與第一本機振蕩信號混頻，并且將相減的差分信號與第二本機振蕩信號混頻；以及失配估計單元，根據所述混頻單元輸出的信號，估計直接轉換接收器增益失配，以便響應所述失配估計單元的輸出信號來調節(jié)所述多相濾波器和所述混頻器單元的至少一個的增益失配。
23.如權利要求22所述的直接轉換接收器，其中所述混頻器單元包括第一混頻器，用于將相加的差分信號與所述第一本機振蕩信號混頻；以及第二混頻器，用于將相減的差分信號與所述第二本機振蕩信號混頻。
24.如權利要求23所述的直接轉換接收器，其中所述混頻器單元還包括可變增益調節(jié)器，用于調節(jié)相對于從所述第二混頻器輸出的信號的增益的從所述第一混頻器輸出的信號的增益。
25.如權利要求23所述的直接轉換接收器，其中所述多相濾波器的增益失配響應所述失配估計單元的輸出單元而變化。
26.如權利要求24和25中任意一項的直接轉換接收器，其中所述失配估計單元包括第三混頻器，用于將通過相加所述第一混頻器的輸出信號和所述第二混頻器的輸出信號而獲得的信號與第三本機振蕩信號混頻；第四混頻器，用于將通過相加所述第一混頻器的輸出信號和所述第二混頻器的輸出信號而獲得的信號與第四本機振蕩信號混頻；平方單元，用于分別平方所述的第三混頻器和第四混頻器的輸出信號；以及失配估計單元加法器，用于相加所述平方單元的輸出信號。
27.如權利要求24和25中任意一項的直接轉換接收器，其中所述失配估計單元包括移相信號分離器，用于產生具有90°相位差的第一輸出信號和第二輸出信號，所述第一輸出信號和第二輸出信號是從通過相加所述第一混頻器和第二混頻器的輸出信號而獲得的信號衍生出來的；多個平方單元，用于分別平方所述第一輸出信號和第二輸出信號；以及失配估計單元加法器，用于相加所述平方單元的輸出信號，其中所述可變增益調節(jié)器的增益和所述多相濾波器的增益失配變化，從而通過低通濾波所述失配估計單元加法器的輸出而獲得的值被最小化。
28.一種裝置，包括多相濾波器，用于產生具有相位失配和/和增益失配的同相差分信號和正交相位移差分信號；第一混頻器，用于混頻所述同相差分信號和第一本機振蕩信號，第二混頻器，用于混頻所述正交相位移差分信號和第二本機振蕩信號；以及至少一個移相器，用于將所述第一本機振蕩信號移相90°加上一個用于校準多相濾波器的相位失配的可變相位校準系數的值，并且輸出結果作為第二本機振蕩信號；和/或可變增益調節(jié)器，用于調節(jié)從所述第一混頻器和第二混頻器的至少一個輸出的信號的增益，以便校準所述多相濾波器的增益失配。
全文摘要
提供一種用于校準相位和增益失配的直接轉換接收器。直接轉換接收器包括多相濾波器，用于產生失配的同相和正交相位移差分信號；正交相位移信號與第一和第二本機振蕩信號混頻；正交相位移差分信號與第三和第四本機振蕩信號混頻；第一和第二本機振蕩信號具有第一可調節(jié)的相位失配，第三和第四振蕩信號具有第二可調節(jié)的相位失配；失配估計單元估計直接轉換接收器的整個相位/增益失配(信號失真)，調節(jié)第一和第二可調節(jié)的相位失配，從而最小化由失配估計單元估計的直接轉換接收器的信號失真。因此，可以批量生產用于校準多相濾波器失配的減少組件的直接轉換接收器(沒有失配估計單元)。
文檔編號H04B1/30GK1518309SQ200310124038
公開日2004年8月4日 申請日期2003年12月31日 優(yōu)先權日2003年1月15日
發(fā)明者金永鎮(zhèn) 申請人:三星電子株式會社